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AN1261 使用 SEPIC 转换器和配合 PIC 单片机的MCP1631 PWM 控制器实现功率 LED 调光

简介

本应用笔记是关于使用 MCP1631HV 数字控制可编程电流源参考设计来进行LED照明应用设计时需要了解的基本概念、电路设计以及软件源代码的改写。同时本文档提供了关于 MCP1631HV 数字控制可编程电流源参考设计的额外信息。使用 Microchip 公司的 MCP1631PWM控制器和低成本的PIC16F616单片机来管理单端正激电感电压变换器（Single Ended Primary InductiveConverter， SEPIC）的电压变换。本设计使用 SEPIC拓扑结构来对发光二极管（Light Emitting Diode，LED）进行驱动和调光。

LED 技术仍然在不停地改变和创新。当今 LED 的能效（流明／瓦）已使它可以用来替代传统的白炽灯和采用固态技术的气体放电灯具。高效率的LED已经具有和紧凑型荧光灯（Compact Fluorescent Lamp， CFL）相似的性能。LED 与白炽灯和气体放电灯相比，重要的优势是使用寿命。当前LED的使用寿命比其竞争对手要长 30%。 LED 已开始在汽车和商业照明领域广泛使用并取得良好的商业效益。

由于LED对温度和电压变化很敏感，因此需要仔细设计来将LED集成到照明系统中。必须在给定散热和电气特性条件下来优化LED的驱动电流。过流驱动将导致LED性能下降、缩短工作寿命，甚至导致发光强度的永久性下降。

可以使用恒流源来驱动 LED，以便获得恒定的颜色输出。一种低成本但低效的 LED 驱动方案是使用串联电阻。使用串联电阻的方法对电源电压的变化很敏感。恒定LED驱动电流取决于恒定的供电电压。任何施加到电阻和LED串上的电压变化都会导致电流改变，从而导致输出颜色的变化。工程师也可以采用其他更高效的解决方案来驱动 LED，在省电的同时提供优异的电流控制。常用的两种驱动 LED 的方式为恒流驱动和脉宽调制（Pulse Width Modulation， PWM）电流控制。

可以使用 PWM 驱动器来对 LED 调光，其根据的原理就是人眼的视觉暂留。此时并没有连续地为 LED 提供电流。通常采用的 PWM 周期在 100 Hz 至 250 Hz 之间。通过改变 PWM 占空比来实现调光。改变供电电压将直接改变流经 LED 的电流。

恒流源驱动器为LED提供恒定的电流。恒定的电流使得LED 输出的光保持稳定的颜色。高频 PWM 信号用来控制流经 LED 的电流。 PWM 信号用来设置 LED 电流进而控制 LED 的发光强度。

使用恒流源驱动器的出发点是使用恒流源来驱动LED从而获得所需的亮度和颜色。电流源由高频 PWM 信号来控制。PWM 调制的恒流源用于设定所需的 LED 电流。通过改变 PWM 占空比，LED 电流可根据所需的发光强度和使用寿命的变化而调整。

为了避免由于电压波动而导致的发光闪烁和电应力，推荐使用恒流源来驱动 LED。一个很重要的观察指标就是LED 不会受到输入电源电压变化的影响，而这种电压变化会达到标称值的 +/-30%。

本应用笔记中使用的电路拓扑结构为单端正激电感控制器或 SEPIC 拓扑。 SEPIC 拓扑可以工作于降压和升压模式。因此可以在输入电压变化的情况下实现恒定电流输出。SEPIC 电路使用电流检测反馈环来实现高效率控制。在本应用笔记中，使用 Microchip 的 MCP1631HV数字控制可编程电流源参考设计作为设计参考。

作者： Valentin C. ConstantinMicrochip Technology Inc.

2012 Microchip Technology Inc. DS01261A_CN 第 1 页

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LED 基础知识

当进行LED驱动器设计时，需要考虑一些重要的设计参数。

LED 功率、大导通电流和大导通电压

通常， LED 生产厂家推荐采用恒流源来驱动 LED。对于高亮类型的 LED，驱动电流可达几百毫安。当前用于驱动 LED 的标准电流值为：350 mA、700 mA、1A 或更高电流。一些标准功率 LED 也标称为 1W、 3W 和5W。LED功率计算公式为Vf x If，其中Vf为LED的导通电压， If 为导通电流。

功率LED应用中若使用串联电阻，则当工作于大电流时会浪费能量，同时产生大量的热量。任何电源电压的变化都会导致LED电流和发光强度的改变。特别需要注意的是，每个 LED 器件的导通电压是不同的，而且随温度变化也会显著地变化。

图 1：在 +25°C 时白色、蓝色、绿色和琥珀色功率 LED （P3 系列）典型导通电流 — 导通电压曲线

LED 的导通电压和颜色、大反向电压间的直接关系

取决于二极管所使用的化学材料，不同颜色的LED具有不同的导通电压降（Vf）。当工作于相同的电流时，红色LED比白色LED消耗更少的能量。这是因为红色LED比白色 LED 具有较低的导通电压降。 LED 生产厂家在数据手册中会提供在给定大导通电流（Ifmax）下的大导通电压降（Vfmax）。通常白色和蓝色 LED 具有较高的 Vfmax 值；红色 LED 具有较低的 Vfmax 值。

红色 LED（高亮红色、超亮红色，或琥珀色）的典型导通电压降处于 1.8V 至 2.2V 之间。黄色和绿色 LED 的典型导通电压降处于 2.1V 至 2.2V 之间。蓝色和白色（冷色或暖色）LED 的导通电压降处于 3.6V 至 3.8V 之间。当使用功率 LED 时，用户需要参考 LED 生产厂家的数据手册以获得正确的设计参数。

另外一个重要参数是大反向电压（MaximumReverse Voltage，Vrmax），其典型值为 5V。当在 LED上施加的反向电压超过厂家推荐值时，将降低LED的性能甚至损坏 LED。

串联和并联连接

如果用户将两个或多个功率LED串联使用，此时需要将单个 LED 的导通电压加起来。当采用串联拓扑时，使用的 LED 颜色可以不同。

图 2： LED 串拓扑（串联和并联连接）

LED 串可以由恒流驱动器来驱动，而无需增加串联电阻。在每一串中每个二极管的导通电压之和不能超过电流源所能提供的大电压值。

由于LED间的差异，在并联连接中使用单个电流检测电阻的方式并不能保持发光强度和颜色的一致性。对于并联系统，较好的控制方式是单独监测每个 LED 的电流。

将LED并联的好处是可以使用较低输出电压的恒流源来驱动更多 LED。若可以接受轻微的发光强度的变化，则可以使用单个电流检测的方式来控制电流回路。但是，若并联 LED 串中有一串损坏，则流过其他 LED 串的电流将增加，并可能导致不良后果。因此，推荐监测流过每一串的电流，并对每一串进行驱动，就像每一串 LED中包括许多串联的 LED。

0

50

100

150

200

250

300

350

400

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Forward Voltage (V)

Fo

rwa

rd C

urr

en

t (m

A) White & Blue

GreenAmber

DS01261A_CN 第 2 页 2012 Microchip Technology Inc.

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LED串联时，随着LED串中LED数量的增加，其大反向电压也随着增加。LED 可以连接成串联连接的系统，或者连接成一个并联连接的系统。

功率 LED 的工作温度和降温

LED 的导通电压跟温度相关。导通电压的温度系数在LED的数据手册中标出，其值约为3 mV/°K至5 mV/°K，取决于具体的LED颜色。该参数表示导通电压相对于环境温度的变化。温度增加，则导通电流将相应地增加。工作温度范围通常为 -20°C 至 +85°C。因此需要将 LED外壳温度保持在 30°C至 40°C之间，以便取得良好的发光效果。 LED 结温通常工作在 +125°C 的大值。

在使用功率 LED 时， LED 生产厂家通常在其数据手册中推荐使用散热器。一个成功的设计是从如何考虑将LED 产生的热量从器件散发出去开始的。能够提供合适散热效果的两种典型散热方法为采用外部散热器或通过印刷电路板（printed circuit board，PCB）的合理布局来散热。

将表面贴装（SMD）的 LED 安装在采用 FR4 衬底，同时采用大面积铺铜以及多个散热过孔的 PCB 上是一个低成本但低效率的方案。为达到良好的散热效果，需要采用双面 PCB。对于超过 1W 的功率 LED，不推荐使用PCB 散热。现代的照明灯泡采用金属材质 PCB（MetalCore PCB，MCPCB），该 PCB 使用了铝或铜这类特殊衬底。铜提供了佳的热传导性。由于金属材质比 FR4玻璃纤维具有更低的热阻，因此这类 PCB 提供更好的散热降温效果。热量可以通过金属表面的所有方向进行散热。若由于空间限制而无法采用很大的散热器或较大的金属 PCB，也可以使用小型风扇来驱动空气流过散热器。

推荐使用额外的热保护器件，以避免在施加了错误驱动电流、高温或风扇失效时导致的意外过热。可通过电子控制器来管理这些额外保护功能。可以在LED散热器或金属 PCB 上放置小型的 NTC 热敏电阻或半导体式温度传感器。温度触发点可以设置在约 30°C 至 40°C。

需要留意，过热的短期影响是颜色漂移，这种颜色漂移是不可逆的。过热的长期影响是发光强度和LED寿命的永久降低。理想的工作温度通常为 25°C。在该温度时，发光强度具有大值。

红色和琥珀色 LED 容易受到温度的影响。白色 LED不容易受到温度的影响。

小散热器需求、热模型

当采用功率LED来设计照明系统时，大的挑战为热管理。热管理主要包括降温方式的选择，以及多种方式的搭配。热管理方法可以包括 PCB 材质、风扇和散热器以及它们各自的固定方式。在选定散热方式后，散热系统就差不多设计完成了。

通常使用热模型来预测LED的结温，以避免其超过数据手册中规定的 LED 的热门限值。对于功率 LED，其热门限值通常为 +120°C 至 +135°C 间。

热管理设计中的热模型主要使用了热阻（Rt）的概念，其单位为 °C/W。热阻定义为温度变化值与相应功耗的比值。

公式 1：

公式 2：

公式 3：

LED生产厂家通常在其数据手册中标示出二极管结到环境间的热阻 RtJA （焊点或 LED 外壳）。

RtJA C Wo TJA PdLED

=

其中：

RtJA = 结到环境间的热阻

PdLED = LED 的功率消耗

ΔTJA = 结温和环境温度间的温度差

PdLED W Vf If=

其中：

Vf = 导通电压

If = 导通电流

TJA Co TJ TA–=

其中：

TJ = 结温

TA = 环境温度


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对于每个应用，需要对热阻 RtJC（结到外壳间的热阻）和 RtCA （外壳到空气间的热阻）进行设计优化。由于RtJC 决定于器件的结构，为达到佳的散热效果，仅能对 RtCA 进行设计优化。RtJC 典型范围为 3°C/W 至 4°C/W，具体值取决于 LED 生产厂家。增加散热器的面积将提升散热性能。

LED 封装的典型热模型包括：

• LED 功耗（公式 2），可将其等效为一个电流源

• 热阻，可将其等效为一个电阻（公式 1）

• 环境温度和结温之差，可将其等效为一个电压源（公式 3）

图 3 所示的模型可通过欧姆定律求解。工作结温 TJ 必须保持低于 LED 的 TJmax。

图 3： LED 的典型热模型

RtJA为RtJC和RtCA之和（公式 4）。RtCA为封装到散热器间的热阻（RtCS）和散热器到空气间的热阻（RtSA）之和。

替代RtCA并利用公式 1，可得到满足应用所需散热器的小 RtSA（公式 4）。散热器生产厂家可提供不同散热

器模型及其 RtSA 值的表格。请参考本应用笔记参考资料部分 [9;10] 中列出的功率 LED 生产厂家名录。这些生产厂家的网站上提供了更多关于热管理的资料信息。

公式 4：

将功率LED连接到散热器上可能需要导热胶，例如胶带或散热膏。对于宽和平的表面，建议使用热胶带。要避免在热胶带和要粘贴的表面留下空气隙。

工作结温和 PCB 或散热器厚度之间是相关的。金属越厚，可以提供更低的工作结温。图 4 显示了使用一个典型的 1WP3 系列 LED 时，金属厚度与工作结温的相关性。

图 4：对于功率 LED，基底厚度与温度的相关性

发光强度和视角

通常用来描述 LED 发光强度的测量单位为毫坎德拉（millicandela， mcd）。

1000 mcd = 1 candela

根据 SI 测量系统， 1 坎德拉（cd）为光源发出540 × 1012 Hz 的单色辐射，且在此方向上的辐射强度为 1/683 瓦特／球面度时的发光强度。用于其他光源的通用测量单位为流明 Lumen。流明 Lumen 为光通亮的单位。对于光源来说，其光通亮等于发光强度（candela）乘以光发射的立体角。

在三维空间中，立体角定义为物体相对与某点的角度。它用来测量当观察者面向物体时，观察者能看到多大的物体。流明用来测量有多少光辐射到表面。

当我们为照明应用选择功率LED时，两个很重要的光学参数是发光强度和视角。有时可能需要进行一些额外的计算才能确定哪家供应商的功率LED能够满足您的应用需求，因为每家生产厂家通常在不同的工作条件下测试他们的LED。对于照明应用，推荐使用具有100°至130°视角的 LED。流明／瓦（Lumen per watt， lm/W）用于测试将电能转化成光的效率。将流明／瓦乘以LED消耗的功率（瓦）就可以得到流明。

RtJA

ΔTJA

Pd = Vf X If

RtJA C Wo RtJC RtCA+=

RtJA C Wo RtJC RtCS RtSA+ +=

2526272829303132333435

1 2 3 4 5 6 7 8Base Thickness (mm)

Tem

pera

ture

(°C

)

Heat SinkMetal PCBChip


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功率 LED 调光方案

大多数应用都需要对LED发光亮度进行控制。前述章节中讨论的调节 LED 亮度的方法总结如下：

• 调节导通电流值

• 使用 PWM（Pulse-Width-Modulation，PWM）调光

调节导通电流值

通常，可以使用两种方式以恒定电流来驱动功率 LED。一种方法是使用恒流源；另外一种方法是使用恒压源。使用恒流源的方法是使用一些额外的电路来编程设定LED 驱动电流。通过改变电流源提供的电流值就可实现调光。

使用恒压源的方法只是将LED和电阻简单串联连接到恒压源，根据所需的电流值选择合适的电阻值。这是简单和低成本的方案，因此在电路效率和LED颜色变化不是很重要时，这是普遍的 LED 驱动方法。通过改变输入电压或在不同电阻间进行切换从而流过LED的电流值实现改变，采用这两种方式都可以实现调光。

从效率和性能的角度来评估，佳的选择是电流源能够提供所需的数字可编程电流值。数字可编程电流源可以在控制环路中使用电流检测电阻来监测LED电流。在控制环路中使用电流检测的目的是使电流保持在编程的电流设定点附近。电流检测电阻是SEPIC拓扑结构的输出回路中的一部分。该电阻检测SEPIC拓扑结构中包含次级线圈、整流二极管和 LED 的回路中的电流。 SEPIC拓扑结构的另外一个回路包括初级线圈、开关和电源，这个回路中的电流采用一个单独的电阻进行检测。初级侧的电流检测电阻主要监测主回路中的峰值电流。次级回路中的电流检测电阻主要监测平均电流。MCP1631HV 数字控制可编程电流源参考设计中包含了所有这些功能。

需要注意的是，相对发光强度与驱动电流直接相关，近似于常数线性函数。通过控制可变电流来调光的方式也具有缺点，就是电流变化时，发光的颜色也产生偏移。绝大多数颜色偏移是基于基色的偏移，在一定的范围内是可以接受的。在标称导通电流下LED的颜色与工作于50% 标称导通电流下的 LED 颜色是不同的。

图 5：相对发光强度与直接导通电流成线性关系

通过 PWM 调光

正如上述章节讨论的，通过控制驱动LED的电流可以改变发光强度。然而，这会导致发光颜色的偏移，对于一些 LED 应用，这是无法容忍的。PWM 控制改变了发光强度，但并不改变 LED 光的颜色。PWM 控制通过保持恒定电流设定值，以保证 LED 发光颜色的稳定，同时通过改变占空比来改变 LED 发光的亮度。流过 LED 的导通电流保持为常数值，而仅仅改变占空比（D）。在占空比为 ON 期间，电流流过 LED，此时设置了 LED 发光的颜色工作点。在占空比为 OFF 期间， LED 电流被切断，此时 LED 也熄灭。人眼的视觉暂留导致亮度随占空比而改变。占空比用脉冲 ON 周期（tPULSE）和整个脉冲周期（T）的比值来表示。

公式 5：

通常，人的眼睛无法留意到超过 120 Hz 光的变化。人眼会积累这些光脉冲并把光脉冲当作亮度，这一亮度可以通过改变电流源的占空比来改变。

PWM 控制也可以降低电源功耗，因为不需要采用串联电阻即不存在电阻上的电压降。 LED 的亮度可以随PWM占空比的改变而线性改变。PWM控制方式的缺点是可能产生开关尖峰，同时方波脉冲可能会对芯片管芯产生电应力损坏。

00.10.20.30.40.50.60.70.80.9

11.11.2

0 50 100 150 200 250 300 350 400

Forward Current, If (mA)

Re

lati

ve

Lu

min

ou

s F

lux

P3 Blue LEDP3 White LED

D tPULSE T=


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图 6：亮度线性度 —PWM LED 驱动器占空比曲线

MCP1631 PWM 控制器

MCP1631/MCP1631V为用于智能电源系统设计的高速脉宽调制器。结合单片机，MCP1631/MCP1631V 将控制电源变换的占空比，以实现输出电压或电流的稳定。PWM 控制器的功能框图如图 7 所示。

MCP1631/MCP1631V的输入引脚设计成可以直接连接到单片机的 I/O 引脚。通过将 MCP1631/MCP1631V 和低成本的单片机相结合，工程师可以很容易地设计出智能 LED 照明电路。

单片机用来调节输出电流、开关频率和大占空比。同时单片机也可以提供一些额外功能，使得电源系统更智能、更稳健且适应性更强。

MCP1631HV/MCP1631VHV 内集成的其他功能可用于为恒流源应用提供信号调理和保护功能。

MCP1631提供20引脚4x4 mm QFN，20引脚TSSOP或SSOP 封装。

MCP1631 供电

对于工作于高电压输入的应用，可选择使用MCP1631HV 和 MCP1631VHV。这些器件可直接工作于 +3.5V 至 +16V 输入。对于这些应用，芯片内部提供+5V或+3.3V低压差稳压输出，并可提供大250 mA的电流来给单片机和辅助电路供电。

高速模拟 PWM 工作原理

高速模拟PWM用来驱动SEPIC电源开关并实现转换器输出稳定。通过检测不同的信号，可以实现输出电压或电流的稳定。对于 SEPIC LED 驱动应用，通常使用MCP1631HV来稳定电流。PIC单片机用来为实现所需输出电流而向 MCP1631HV 提供振荡频率和电流基准。

根据PIC单片机产生的振荡器输入来启动PWM信号。当振荡器输入为低电平时，驱动器 VEXT 输出引脚将拉高，从而导通外部 N 沟道 MOSFET 开关。

流过初级线圈电流检测电阻上的电流开始上升，直至电压超过 1/3 VREF，VREF 基准电压由单片机提供。VREF电压在内部被限制为 0.9V。0.9V 限压可用于过流限制。在电流检测输入（CS）端使用了一个无源滤波器，用于滤除由于外部功率 MOSFET 导通时产生的导通边沿尖峰。MCP1631/MCP1631V 内部 P 沟道 MOSFET 输出驱动器使用单独的PVDD引脚来供电，以使模拟AVDD引脚和敏感电流检测电路避免受开关噪声的干扰。

误差放大器（数据手册示意图中的 A1）用来将开关电流与可编程电流基准进行比较。当开关电流低于设定的电流值时， PWM 开关驱动器的占空比将增加。当开关电流高于设定的电流值时， PWM 开关驱动器的占空比将减小。 PWM 占空比将跟踪输出电流的变化并进行相应地调整。外部反馈（FB）和补偿（COMP）引脚用来控制误差放大器的输出响应速度。

MCP1631HV 包含一个通用的 10V/V 反相增益放大器（A2）。 A2 电流检测放大器可用来放大 SEPIC 转换器次级的感应电流，或降压转换器的续流电流。

检测电流电压

当使用单片机的 A/D 转换器来检测负载电压时，需要信号具有低输入阻抗，以便精确得到采样电压值。低输入阻抗则要求在转换器的输出端使用很小的电阻，但是这样会消耗额外的电流，进而降低了转换效率。MCP1631HV还集成了一个配置成单位增益缓冲器的运放（A3）。该缓冲器为电压检测分压器提供了足够高的输入阻抗，同时为单片机的 A/D 转换器输入端提供了低输入阻抗。

00.10.20.30.40.50.60.70.80.9

1

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

Duty Cycle, D (%)

Re

lati

ve

Lu

min

ou

s F

lux


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过压保护

过压保护（Overvoltage，OV）是电压转换器普遍具有的一项保护功能。它用于在移除负载的情况下保护功率开关不会由于过压而损坏。过压保护也用于在设定的输出电流超过负载能够承受的输入电流情况下，保护负载不会受到瞬间过压而损坏。在电流源应用（例如电池充电器和 LED 驱动器）中，通常需要过压保护功能。

MCP1631HV 内部集成了一个高速过压比较器（C2），该比较器使用 1.2V 作为参考基准。当 OVIN 引脚的电压超过 1.2V 参考基准阈值时，VEXT 输出将立即驱动成低电平。一旦OVIN电压下降至比1.2V参考基准还低50 mV时， VEXT 输出将重新使能。 50 mV 是过压比较器的典型迟滞电压。

OSC 禁止功能

振荡器禁止输入（OSCDIS）用于异步终止 PWM VEXT输出。该功能可以同关断（SHDN）引脚及一个单独的PWM输入结合起来使用，来调制流进照明LED的电流。


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图 7： MCP1631 PWM 控制器 —— 功能框图

MCP1631HV/VHV 高速 PIC PWM

R

SQ

Q

A1+

-VREF

FB

C1+

-

CS/VRAMP

OSCIN

PVDD

COMP

PGND

VEXT

2R

2.7V 钳位

OT

UVLO

100 kΩ

0.1 µA

VDD

R

+

- R

R

10R

+

-

A2

A3

+3.3V 或 +5.0V LDO 250 mA

VIN

AVDD_OUT / AVDD_IN

VDD

关断控制A3 仍然开启

SHDN

ISIN

ISOUT

VSIN

VSOUT

C2+

-

VDD

AGND

OVIN

过压比较器

（具有迟滞）

内部

1.2V VREF

OSCDIS

100 kΩ

对于 MCP1631V 和MCP1631VHV 选项

内部稳压器仅适用于 MCP1631HV 和 MCP1631VHV 选项；对于 MCP1631 和 MCP1631V，AVDD_IN 为输入端。

VDD

VDD

VDD

VDD

VDD

注 1：关断时，运放 A3 仍保持开启。

2：对于 HV 选项，内部 LDO 稳压器为 VDD 提供 +3.3V 或 +5.0V偏置电压。

移除此电阻


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关断功能

MCP1631/MCP1631V 关断（SHDN）功能用来禁止器件并减小消耗的静态电流。在关断时，运放 A3 仍保持工作。同时在关断状态时，器件从电源消耗的电流仅为4.4 µA （典型值）。

欠压锁定和热关断

MCP1631/MCP1631V 内部集成了欠压锁定（Under　Voltage Lockout， UVLO）功能，保证当输入电压或AVDD 低于指定值时，输出 VEXT 引脚强制拉成低电平状态。这将阻止主 MOSFET 开关在器件上电或断电时被导通。MCP1631/MCP1631V 提供热关断保护功能。若器件内部结温超过过温设定门限，则过温保护功能将VEXT 输出拉成低电平，从而关断 MOSFET 开关。

SEPIC 拓扑

下面章节将探讨 SEPIC 拓扑结构并展示使用 SEPIC 拓扑结构时，MCP1631系列器件如何用于电流控制应用。

SEPIC 拓扑结构（单端正激电感电压变换器）类似于反激（flyback）设计，在变压器的两个绕组间添加了一个耦合电容。

输出电压可以低于或高于输入电压，因而可以降压或升压工作。

本拓扑结构可使用两个单独的电感或者具有两个耦合线圈的单个变压器。耦合电感的方案可以节约 PCB 面积并减小 EMI 辐射。使用耦合电感的另外一个好处是只需使用计算电感值的一半。连接在初级电感和次级电感间的电容提供了直流隔离和对负载短路的保护。电容钳位线圈泄露电感中储存的能量，从而无需使用缓冲电路（snubber circuit）。电感输入平滑电源电流，并减少了所需的输入滤波。

使用单个下桥臂开关降低了 MOSFET 驱动电压要求并简化了电流限制保护的复杂性。通过使用一个连接到MOSFET源极和参考地间的检测电阻来检测开关电流。

使用 MCP1631HV PWM 控制器的典型 SEPIC 转换器设计如图 8 所示。

通过观察电压和电流波形，我们可以更好地理解 SEPIC电路的工作原理。我们假设使用耦合电感的SEPIC拓扑结构，并且电路工作于连续电流（Continuous Current，CC）模式，参考图 9 所示电路示例。L1 和 L2 绕在同一个磁芯上。在每个周期的开始， SEPIC 开关（Q1）导通。初级线圈 L1 中的电流（IL1）将以 VIN/L1 的速率上升。次级线圈L2中的电流（IL2）以VCc/L2的速率上升。

隔离电容 CC 间的直流电压（VCc）等于 VIN。在开关导通期间，开关（Q1）电流等于 IL1 和 IL2 电流之和。与其他拓扑结构相比，流过 L1 的输入电流是连续的，减小了输入纹波电流。

图 8： SEPIC 拓扑

当 Q1 截止时，存储在 L1 中的能量将迫使电流持续流过耦合电容（Cc）和整流二极管（D1）并到达输出端。由于 L2 释放其储存的能量，因此存在第二个电流回路。电流从 L2 经整流二极管（D1）流向输出端。整流管中的总电流等于流过 L1 和 L2 的电流之和。在开关截止时，经过整流管流向输出的电流也向输出电容（COUT）充电。观察输出电容的电流波形（ICc），可以看成在开关导通时，SEPIC 转换器的输出电流由输出电容提供；而在开关截止时，输出电流由电感提供。

SEPIC转换器的传递函数可以采用类似于其他开关电源拓扑结构的方式进行推导。对于每个开关周期，磁场的伏特 -时间积必须保持平衡，同时所有电容的电荷必须保持平衡。

输入级元件L1和Q1形成标准升压转换器的输入级。输出级元件 L2、 D 和 COUT 形成一个反向降压 - 升压转换器。我们的首要目标是确定在开关导通期间的磁场伏特 - 时间积，并且该数值必须等于开关截止期间的磁场伏特 - 时间积。

设计的基本定义如下：

• TSW = 开关周期

• fSW = 开关周期

• tON = 开关导通时间

• tOFF = 开关截止时间

• 占空比 D = tON / TSW = tON / （tON + tOFF）


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由于 D 的取值处于 0 和 1 间，上述等式可以写成：1-D = tOFF / (tON + tOFF)。

在升压阶段，电感（L1）的伏特 -时间积需保持平衡。

当 Q1 开启（+ 斜率）：

公式 6：

当 Q1 关闭（- 斜率）：

公式 7：

由斜率定义的电感电流区域必须等于伏特 - 时间积。

利用公式 6 和公式 7 提取 ΔIL1，我们可以得到 VCc。

公式 8：

正如前面提到的，占空比 D = tON / (tON + tOFF) 或 (1 -D) = tOFF / (tON + tOFF)。如果在公式 8 两边同时乘以 1 /(tON + tOFF)，我们将 D 引入下列公式：

公式 9：

公式 10：

由斜率定义的次级电感（L2）电流区域也应该相等。采用类似于初级电感伏特 -时间积的方式来解次级电感的伏特 - 时间积。

当 Q1 开启（+ 斜率）：

公式 11：

图 9： SEPIC 转换器波形

IL1 tON VIN L1=

IL1 tOFFVCc VOUT VIN–+

L1--------------------------------------------=

VIN tON VCc VOUT VIN–+ tOFF=

VIN D VCc VOUT VIN–+ 1 D– =

VCc VIN1

1 D–------------- VOUT–=

IL2tON-----------

VCc

L2---------=


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当 Q1 关闭（- 斜率）：

公式 12：

如上述，我们利用公式 11 和公式 12 来求解 VCC。

电感的斜率必须等于伏特 - 时间积。因此：

公式 13：

如上述，在公式 13 两边同时乘以 1 / (tON + tOFF)，从而引入占空比 D：

公式 14：

让公式 10 等于公式 14，则得到：

公式 15：

解出的 VOUT/VIN 就是 SEPIC 转换器在连续模式下的传递函数：

公式 16：

推导公式 16，我们可以得到 VIN = VOUT x (1-D)/D。将此结果代入公式 14，则得到：

公式 17：

耦合电容（Cc）两端的电压等于 VIN。在开关导通期间，并且系统工作于连续电流模式时，若电容 COUT 能够向输出提供足够的电流，则这一现象一直保持。

在以上推导过程中，由于二极管的导通压降（VD）很小，我们在输出端忽略该压降值。若输出电压很低，则二极管的导通压降将产生显著的影响。若考虑二极管的压降，则大占空比为：

公式 18：

计算电感电流的第一步需要知道所需的大输出功率。SEPIC转换器的效率估计为85%，并以此来近似计算输入电流。平均输入电流等于输入功率除以输入电压。

公式 19：

公式 20：

公式 21：

通过下列公式计算得到电感值：

公式 22：

ΔIL 为所需的电感峰-峰值纹波电流。较好的ΔIL 近似为输出电流的 20%。对于 1A 输出电流，近似纹波电流为200 mA。

在本应用笔记的 SEPIC 设计中， L1 和 L2 缠绕在同一个磁芯上，由于互感的存在，上述公式中的电感值将被(1/2)L 替代。

公式 23：

需要计算电感中的大电流（L1 和 L2 的纹波电流和峰值电流），以避免电感饱和。

公式 24：

IL2tOFF-----------

VOUT

L2-------------=

tON VCc tOFF VOUT=

VCc VOUT1 D–

D------------- =

VCc VIN1

1 D–------------- VOUT– VOUT

1 D–D

------------- = =

VOUT

VIN------------- D

1 D–------------- =

VCc VIN=

Dmax VOUT VD+ VINmin VOUT VD+ + =

POUT VOUT IOUT=

PIN POUT Efficiency = （效率）

IIN AVG PIN VIN=

L1 L2 VINmin Dmax IL fSW = =

L2--- VINmin Dmax 2 IL fSW =

IL1ON VIN tON L 2 =


AN1261

公式 25：

公式 26：

公式 27：

上述公式计算出的耦合线圈电感电流用于决定绕线的直径和电感的磁芯。采用高开关频率具有很多好处：更小的纹波电流、更低的峰值和 RMS 电流，以及电感磁芯中较低的伏特 - 时间积。因此这将导致更小尺寸和低成本的解决方案。

在开关导通时，开关电流（IQ1）等于线圈电流的和。当开关导通时，它将从电感 L1 和 L2 中续流。

公式 28：

对于 SEPIC 转换器， Q1 上的峰值开关电压等于 VIN +VOUT。任何泄漏电感电压都将通过输出二极管由输出电容钳位。对于应用而言，额定的开关电压小应该是：

公式 29：

在开关导通期间， SEPIC 二极管上将出现大反向电压。肖特基二极管的阴极连接到 VOUT，阳极连接到SEPIC耦合电容。耦合电容上的电压等于VIN。当Q1导通期间，二极管上的电压等于：

公式 30：

对于低电压应用，推荐使用肖特基二极管，因为肖特基二极管具有较低的正向压降。低压降将提高转换器的效率。

SEPIC耦合电容Cc的选择主要取决于流过电容的RMS电流值。SEPIC 耦合电容中的 RMS 电流主要取决于输出功率，也受到电感纹波电流的一定影响。对于开关导通 tON 和截止 tOFF 状态下，通过公式 31 可计算出流过Cc 的 RMS 电流。利用公式 32 可计算出梯形波的 RMS值。

公式 31：

公式 32：

其中 I1 为波形中的低电流值，I2 为波形中的高电流值：I1=IAVG + (Iripple / 2) 和 I2=IAVG - (Iripple / 2)。当 Q1导通时， IAVG = IOUT 和 Iripple = tON x 2VIN / (4L)。当Q1 截止时， IAVG = -IIN 和 Iripple = tOFF x 2VIN / (4L)。

为了估计耦合电容的大小，可以使用电容微分方程：

公式 33：

对于 SEPIC 转换器，在推导占空比时，可把耦合电容上的电压近似成直流值。纹波电压不应该超过电容上的电压值或输入电压值的一定比率（实际应用中通常选取5%比率）。SEPIC电容必须能够承受大功率下的大RMS 电流。因为随着输出功率的增加，电容纹波电流也将变大。这使得 SEPIC 转换器适合于流过电容的 RMS电流相对较小的低功率应用。耦合电容上 RMS 电流的坏情形将在输出功率大而输入电压小时出现。

公式 34：

可将上述算法应用到输出电容上。纹波电压（ΔV 或Vripple）不能超过电容两端的电压的一定百分比。当开关导通（tON = D / fSW）时，电感 L1 充电，输出电流由输出电容 COUT 提供。

IL1peak IIN AVG IL1ON 2+=

IL2ON VIN tON L 2 =

IL2peak IOUT AVG IL2ON 2+=

Iswitch Q1 IL1 IL2+=

Vswitch Q1 VINmax VOUTmax+=

VD VOUT VIN VOUT VCc+ =+=

ICcRMS ICcRMS ON–2 ICcRMS OFF–

2+=

ICcRMS ON OFF – D I 12 I1 I2 I2

2+ + 3=

C ICtV

-------=

Cc

IOUT

VCc------------- Dmax

fSW------------- =


AN1261

公式 35：

输入电容 CIN 应能够承受输入 RMS 电流。输入电流波形是连续的三角波。感性输入方式使得输入电容从电源端形成很低的纹波电流。当供电电源并没有直接靠近SEPIC电源端时，输入电容为SEPIC转换器提供低输入阻抗。

用于功率 LED 调光的 MCP1631HV 可编程电流源参考设计

Microchip 开发了一个功率 LED 照明调光应用的参考设计，用于演示 MCP1631HV PWM 控制器的各项性能。

MCP1631HV 数字控制可编程电流源演示板（MCP1631RD-DCPC1）用来驱动和调节串联或并联连接的一个或多个功率 LED。演示板使用 PIC16F616单片机来产生所需的调光比。缺省调光比设定为 10:1。在源代码编译前已经选择好调光比和大电流。开发板上的固件已经将 LED 驱动电流设定为 700 mA。使用该固件，需使用能够承受 700 mA 电流的 LED 负载。通过从 Microchip 网站下载固件源代码和改变头文件中驱动电流参数则可以得到所需的低驱动电流。源代码需要重新编译并下载到开发板。开发板提供的小编程电流为70 mA。Cree®的XLamp® XR-E系列LED可用来对开发板进行评估。根据选定的模式，可以向 LED 供给700 mA 或 1000 mA 的驱动电流。例如 XRWWHT-L1-0000-009E7 暖色白光 LED 的大驱动电流可达700 mA。

参考设计板上的 LED 指示提供了状态和故障（即过压、过温和热关断）指示。

表 1： MCP1631HV LED 驱动参考设计板缺省的输出参数

参考板具有 1A 的大驱动电流和大 8.5W 的输出功率。大功率时的效率为 85%（典型值）。表 1 列出了参考板的缺省参数值。

提供的输入端子用于将输入电源连接到参考板。输出端子用于连接负载 LED 和一个外接 10k 热敏电阻。热敏电阻应安装到靠近 LED 的 LED 散热器上。在源代码编译前应将温度监测功能使能。过温关断的缺省值为40oC。在缺省的 .hex 文件中温度监测功能并没有使能。推荐使用 EPCOS Inc. 型号为 B57703M0103G040的热敏电阻。

与Microchip ICD 2/PICkit 2 兼容的编程接头用于更新参考板上 PIC16F616 中的固件代码。PIC16F616 单片机稳定输出电压／电流，设置开关频率和大占空比。MCP1631HV 产生所需的开关占空比，并根据不同的外部输入条件提供快速的过流保护。外部信号包括参考振荡器、参考电压、反馈电压和电流检测。输出驱动信号为方波脉冲，用于驱动功率 MOSFET 开关的栅极。MCP1631HV可编程电流源电路使用的电源转换拓扑为单端正激电感电压变换器。

MCP1631HV 可编程电流源参考设计具有下列功能：

• 输入工作电压范围：+3.5V 至 +16V• 大输出电流为 700 mA 且具有 10:1 调光比（预编

译的 .hex 文件中调光比为 70 mA/ 步）

• 驱动一个或多个功率 LED，仅受限于 OVP 电压和8.5W 的总功率

• 可从 Microchip 网站下载适用于锂离子电池、镍氢电池和镍镉电池包充电的充电软件代码，该充电算法可用来充 1 节或 2 节串联的锂离子电池，或 1至 4 节串联的镍氢电池或镍镉电池

• 所有工作模式下大输出能力：1A @ 8.5W• ON/OFF/ 调光开关

• 状态指示

• 硬件和软件过压关断电压设定为 9.0V

COUT

IOUT

Vripple---------------- D

fSW-------- =

编程的输出电流（注 1）

调光比大输出功率（注 1）

过压保护热关断（注 2）

700 mA 10:1 8.5W 9V 40°C

注 1：源代码中设定的大可编程输出电流为 1A。因此大输出功率应不超过 8.5W。

2：从 Microchip 网站上下载的缺省编译的 .hex 文件中，该选项未使能。


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图 10：驱动 LED 时恒定输出电流 —输入电压曲线

工作原理

MCP1631HV 数字控制可编程电流源参考设计使用一个红色 / 绿色双色 LED（D2）来指示状态和故障。当系统启动并向负载提供电流时，绿色 LED将以 1秒周期闪烁。

按下按键S1将使能输出，从而按设定的小电流70 mA来驱动LED。每多按一次S1，将增加终设定值的10%大小的驱动电流。按下 S1 并保持至少 2 秒钟，直至红色 LED 指示启动，则将关断电流输出。当尝试启动输出时，出现无负载、过压或过温等故障条件，则系统仍保持关断状态并通过闪烁红色指示LED来显示故障状态。故障状态代码如下：

• 若检测到LED外壳过温，则红色LED以1 Hz的频率闪烁。该故障为热关断（Thermal Shutdown）。

• 若检测到过压或负载缺少／开路，则红色 LED 以2 Hz 的频率闪烁。该故障为过压关断（Overvoltage Shutdown）。

在确认出现故障并关断系统前，单片机固件将对过压 /过温故障条件判断 5 次。

两个并联电阻R10和R11用来检测MOSFET开关（Q1）的电流，如图 11 所示。检测到的电流信号施加到MCP1631HV内部比较器的CS输入引脚。负载电流等于流过次级电感 L1:B 的电流。检测电阻 R2 和 R3 用来检测负载电流。负载检测信号在送到反馈引脚（FB）前，由 ISin 电流检测放大器进行放大。 PIC16F616 提供的基准电压信号施加到 MCP1631HV 的 VREF 作为电流基准电压。MCP1631HV 利用单片机提供的电流基准信号和负载电流反馈信号产生脉宽调制的 VEXT 信号，并利用它来驱动 MOSFET 开关。电流反馈信号与电流参考

信号进行积分。积分后的信号与开关电流检测信号以及人为引入的补偿斜波进行比较，并以此来调制开关驱动信号。人为引入的补偿斜波由 PIC16F616 OSC 输出信号产生，并防止系统在连续开关模式和非连续开关模式之间来回切换。当 D > 50%，两个工作模式的改变将导致占空比的改变。人为引入的补偿斜波电压将补充开关电流检测电压，以保证在积分器周期截止前， CS 信号上升并超过参考信号。当 CS 信号上升超过参考信号，MOSFET 开关将截止，并复位积分器。在振荡器截止（OFF）时间，SEPIC 的人为引入的补偿斜波斜率与电流的斜率相等。人为引入的补偿斜波电路包括 C10、R9、 R13 和 Q2， Q2 由 OSC 信号进行驱动。

R5、R8 和R15 组成的电阻分压网络用来检测负载电压。R5检测过电压条件，并直接送到MCP1631HV的过压输入引脚。R8 检测负载电压。R8 端的负载电压通过 VSIN引脚连接到 MCP1631HV 内部电压跟随器放大器。相应的 VSout 信号送到 PIC16F616 的 A/D 端口 RA2。

当使用热敏电阻时，将它放置在 J2-4 和 J2-5 间。热敏电阻和 10 k 的电阻 R1 组成分压器。热敏电阻上的电压送到 PIC16F616 的 A/D 端口 RA4。若检测到过温条件，则单片机将禁止 MCP1631 的 PWM 信号。

OSC信号直接由PIC16F616的PWM硬件在端口RC5产生。

MCP1631HV 数字控制可编程电流源参考设计固件

Microchip 的 MCP1631HV 数字控制可编程电流源参考设计的源代码使用 mikroElektronica 公司针对 PIC 单片机的 MikroC 编译器开发而来。该软件提供了用户可选择参数和函数的条件编译选项。LED 驱动器为缺省编译选项。也可以在编译时改写头文件中的参数来选择使能镍氢 / 镍镉电池和锂离子电池充电器选项。mikroC 编译器可以从 http://www.mikroe.com 下载。

请浏览 mikroC 网站以获取关于该编译器的帮助信息。

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

Input Voltage (V)

Ou

tpu

t C

urr

en

t (A

)

3W White LED @ 700mA

3W Amber LED @ 700mA

3W Amber LED @ 350mA

2 series 3W White LEDs @ 700mA


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图 11： MCP1631HV 可编程 LED 电流源参考设计原理图

M

3

1

2

5

8 3

4

67

12


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图 12：参考设计顶层丝印和焊盘示意图

图 13：参考设计顶层

图 14：参考设计底层

参考板中的 PIC16F616 单片机已预先编程为 LED 驱动器选项。参考板也可以作为电池充电器工作。用户若希望将此参考板用于锂离子电池或镍氢 / 镍镉电池充电而不是 LED 驱动时，需要重新配置并编译源代码。

固件包包括用于 LED 调光和电池充电的多个文件。

• LED = 00234R1.hex• Li-Ion = 00234R1-LiIon_Charger.hex• NiMH = 00234R1-NiMH_NiCd_Charger.hex• NiCd = 00234R1-NiMH_NiCd_Charger.hex

C 语言源代码文件为 00234R1.c，头文件为00234R1.h。这两个文件被 mikroC 工程文件：00234R1.ppc 引用。

设置参数时，用户可以先从 00234R1.h 文件开始。根据参考板的用途，将感兴趣的函数设置成 enabled。下面的示例用于 LED 驱动。

/* Enable support for Lithium Ion batteries */ #define LION_SUPPORT DISABLED

/* Enable support for Nickel Metal Hydride batteries */ #define NIMH_SUPPORT DISABLED

/* Enable support for LED Driver */

#define LED_DRIVER_SUPPORT ENABLED

在项目头文件的各部分中设置充电 / 驱动电流参数。利用参数 LED_DRIVER_OVER_VOLTAGE 将 LED 驱动器过压值设置成 9V。利用参数LED_DRIVER_CONDITION_CURRENT将LED驱动器启动电流值设置成 70 mA。利用参数LED_DRIVER_CURRENT 将 LED 大电流值设置成700 mA。Cree的XREWHT-L1-0000-009E7采用暖色白光 LED，其大驱动电流达 700 mA，可使用该 LED 来对演示板进行评估。将 OVERTEMPERATURE_SUPPORT设置成 ENABLED，从而使能过温设定点监测。缺省过温设定点为 +40°C。

当使能过温监测时，需在 J2 连接器的 J2-4 和 J2-5 端子间连接一个 10k 的 NTC 热敏电阻。热敏电阻需要放置在尽可能靠近安装 LED 的区域。利用参数NUMBER_OF_CELLS_DEFAULT 将 LED 的个数设置为1。这些缺省值适合于典型的 3W 功率 LED。

#if (LED_DRIVER_SUPPORT == ENABLED) // define the LED Driver characteristics in millivolts and // milliamps). Default values are for one 3W/750mA Power LED // with max forward voltage 4.5V

/* LED overvoltage */ #define LED_DRIVER_OVER_VOLTAGE ((int)(9000.0/BATTERY_MV_PER_BIT))

/* cell conditioning/startup current = 70 mA */ #define LED_DRIVER_CONDITION_CURRENT ((int)(70.0/BATTERY_MA_PER_BIT))

/* total charge current = 700 milliamps */ #define LED_DRIVER_CURRENT ((int)(700.0/BATTERY_MA_PER_BIT))

/* LED overtemperature limit = 40 deg C (40 / 0.1447) = 311 */ #define LED_DRIVER_OVTEMP_SETPOINT ((float)(THERMISTOR_OHMS_40C))

/* ENABLE or DISABLE the overtemperture detection */

#define OVERTEMPERATURE_SUPPORT DISABLED

/* default number of LEDs in series topology */

#define NUMBER_OF_CELLS_DEFAULT 1

#endif /* LED_DRIVER_SUPPORT */


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MCP1631HV PWM 控制器的 OSC 参考信号由PIC16F616 单片机提供。频率必须设定为 200 kHz 或500 kHz。这些参数在主 C 文件 00234R1.c 中进行设置。

/* define Oscillator Output PWM frequency Prescale Valuefor PR2 */

#define OSC_500KHZ_PR2_REG 0x03

#define OSC_200KHZ_PR2_REG 0x09

#define OSC_PR2_REG OSC_500KHZ_PR2_REG

若SEPIC参考板必须工作于降压-升压模式，则振荡器占空比需设置为 25%。 25% 占空比允许系统提升输出电压。该参数位于 00234R1.h 头文件中。

/* charge oscillator duty cycle */

#define OSCILLATOR_DUTY_CYCLE 25

利用参数 IREF_INCREMENTS 将增加 LED 电流的步数设置为 10。每按下一次 S1 按键，将以（1/IREF_INCREMENTS）乘以编程电流值作为因子来增加输出电流，直到达到大编程电流值。

/* define Reference Current Increments when rampingup current at startup */

/* rate is 1 increment every second in Charger Modeor every button push for LED Driver */

#define IREF_INCREMENTS 10

示例：

利用 MCP1631RD-DCPC1 参考板来驱动由 2 个白光LED 串联连接的 LED 串，每个 LED 的大导通电流为350 mA。参考板由 12V 电源供电。

解决方案：

由于LED是串联连接，因此系统需提供1 LED x 350 mA= 350 mA 的驱动电流。

IREF_INCREMENTS 设置成 10，允许有 10 步来增加电流。

LED_DRIVER_CONDITION_CURRENT设置成35 mA的启动电流。

LED_DRIVER_CURRENT 设置成 350 mA 的终电流。

LED_DRIVER_OVER_VOLTAGE设置成8V，　此值为两个白光 LED 的大导通电压之和。

由于 12V 电源电压大于 8V 的负载电压，因此这个系统仅需工作于降压模式。

对于降压模式， OSCILATOR_DUTY_CYCLE 设置成50%。

OVERTEMPERATURE_SUPORT设置成DISABLED，因为LED 串的散热不成问题。

图 15 为缺省配置下源代码的流程图。当上电时，单片机初始化端口以及缺省系统参数。若按键 S1 按下，则向负载提供一定的电流。每多按一次按键 S1 将增加一定的电流，直到达到设定的大电流值。超过大电流值后，继续按下按键并不会增加电流值。当 S1 按下并保持超过 2 秒的时间，则红色 LED 点亮并切断输出。


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图 15：具有调光功能的 LED 驱动固件流程图

开始

初始化：处理器，参数

否

是

结束

测试 OVP VOUT > 9.0V？

否

故障

OVP　重试次数

> 5

是

（ILEDmin = 70 mA，ILEDmax = 700 mA），

定时器，采样 ADC()

　关断

　关断

是

否

增加 IREF（70 mA）

　 S1 按下 2s？

是

否

否

是

ILEDmin

S1 按下？


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总结

对于诸如LED驱动这样的需要智能电源管理解决方案的应用而言，单片机和 MCP1631 高速 PWM 的组合是非常有效的。它利用了单片机可编程的优势，又具有高速模拟 PWM 的性能。模拟 PWM 能非常快速地响应输入电压和输出电流的改变。单片机的使用，是为了利用其编程能力，设定 LED 驱动电流、监测电路故障状态并在故障发生时采取恰当的措施。

参考资料

1. Terry Cleveland, “Using the MCP1631 Family todevelop Low-Cost Battery Chargers”, AN1137,Microchip Technology Inc.

2. Terry Cleveland, “New components and designmethods bring intelligence to battery chargers”,AN960, Microchip Technology Inc.

3. ***, “MCP1631/HV/MCP1631V/VHV Data Sheet”,DS22063, Microchip Technology Inc.

4. Markus Hofmann, “Comparation of LED Circuits”,Application Notes, OSRAM Opto Semiconductor.

5. ***, “Controlling Luminous Intensity of LEDs”,Application Notes, STS-KSE3692, NIKIA.

6. Hubert Ott, Ludwig Plotz, “Dimming InGaN LEDs”,Application Notes, OSRAM Opto Semiconductor.

7. J. Reill, M. Wicke, “Dimming LEDs with respect ofgrouping current”, Application Notes, OSRAM OptoSemiconductor.

8. ***, “Thermal design consideration for Luxeon 5WPower Light sources”, AB23, Lumileds Lighting.

9. ***, “Thermal Management guide”, Rev. 3,Application Notes, Seoul Semiconductor.

10. Rainer Huber, “Thermal Management of SMTLED”, Application Notes, OSRAM OptoSemiconductor.

11. ***, “Electrical Drive Management”, Rev. 1,Application Notes, Seoul Semiconductor.

12. ***, The National Technology Laboratory, website:www.netl.doe.gov.


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