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Università degli Studi di Roma Tor VergataDipartimento di Ingegneria Elettronica
corso di
ELETTRONICA ANALOGICA
Prof. Ernesto LIMITI
AMPLIFICATORI DI POTENZA
III / 17
� Amplificatori di Potenza in Classe A
� Push-Pull in Classe B
� Push-Pull in Classe AB
� Single-Ended
� Simmetria Complementare e Quasi Complementare
� Circuiti Integrati di Potenza
� Esempio di un integrato di potenza
Sommario
L’analisi viene effettuata per determinare la potenza ceduta al carico e il rendimento diconversione continua-alternata (rapporto tra la potenza d’uscita e quella fornita daglialimentatori).
iE
RE
R
VCC
-VEE
C
iC
vCBB
ECB
v1 v2
Supponendo sinusoidale il segnale di ingresso :
( )ˆ sineE Ei II tω= + ⋅
( )ˆ sincC Ci II tω= + ⋅
( )ˆ sincbCB CBv VV tω−= ⋅
Amplificatore in Classe A I
III / 18
iC
vCB
QIC
VCB Vcb^
IC
^
VCC
Potenza utile fornita al carico : 2
2
1 1ˆ ˆ ˆ2 2
C C cbP I R I V= =
Fornita dall’alimentatore: CC CC CP V I= ⋅
Dissipata in continua dal carico R ( )2
R C CC CB CP I R V V I= ⋅ = − ⋅
( ) ( ) 2
0
1 1 ˆ ˆ2
T
C CB C CB C cb c CB CP v t i t dt V I V I V I PT
= ⋅ ⋅ = ⋅ − ⋅ = ⋅ −∫Dissipata sul collettore
Amplificatore in Classe A II
III / 19
Amplificatore in Classe A III
2 2 2
2 2CC R CB C R CB C
P P P
P P V I P P P V Iη = = =
+ − + +
Se si trascura la potenza in ingresso, il bilancio delle potenze è
2CC C RP P P P+ +=
ottenendo il rendimento di conversione η
Il termine PPPPRRRR riduce notevolmente il rendimento di conversione.
È opportuno rendere PPPPRRRR minimo utilizzando in uscita un accoppiamento a trasformatore cheannulli la dissipazione in continua (se si trascurano le perdite ohmiche).
VCC
CB
RL
n 1
-VEE
RE
ic
vCB
QIC
VCC=VCBVCC,min
IC,min
Carico dinamico
Carico statico
III / 20
III / 21
È facile vedere che si ha:
e, essendo
1 ˆ ˆ2
cb c
CC C
V I
V Iη
⋅ ⋅=
⋅
,min ,min11 1
2
CB C
CC C
V I
V Iη
= ⋅ − ⋅ −
ed è quindi prossimo al 50%
Amplificatore in Classe A IV
ic
vCB
QIC
VCC = VCBVCB,min
IC,min
Carico dinamico
Carico statico
,min
,min
ˆ
ˆ
cb CC CB
c C C
V V V
I I I
= −
= −
Il dimensionamento dello stadio di potenza in classe A richiede così la scelta di una serie diparametri :• La resistenza vista dal primario del trasformatore (e quindi il rapporto di trasformazione nnnn);• L’ampiezza del segnale di ingresso;• La tensione di polarizzazione VVVVEEEEEEEE.La scelta del punto di lavoro dovrà inoltre soddisfare gli altri requisiti già noti (PPPPCCCC ≤≤≤≤ PPPPC,C,C,C, maxmaxmaxmax ,,,,iiiicccc ≤≤≤≤ IIIIC,C,C,C, maxmaxmaxmax ,,,, vvvvcccc ≤≤≤≤ VVVVC,C,C,C, maxmaxmaxmax).In particolare la potenza di collettore dovrà soddisfare la condizionecondizionecondizionecondizione piùpiùpiùpiù gravosagravosagravosagravosa PPPP2222 ==== 0000. Dovràessere quindi
VVVVCB CB CB CB IIIIC C C C ≤ P≤ P≤ P≤ PC, C, C, C, maxmaxmaxmax
III / 22
IMAX
Vknee
Q
VDC
IDC
VBDV1
gLV1
-gLRS
IB
0
1( ) ( )
T
L DC DCP V i t v t dt
TI= − ∫
( ) ( )
( ) ( )
1
1
sin '
sin 'D
C
L
D
Ci t I g V
v t V V θ
θ
= +
= −
Amplificatore in Classe A: Emettitore Comune I
T
T
IB
ic
v(t)
+VDC
v(t)
VDC
Vknee
i(t)IP
V1
gLV1
t ,θ’
IDC
t ,θ’
III / 23
Amplificatore in Classe A: Emettitore Comune II
IMAX
Vknee
Q
VDC
IDC
VBDV1
gLV1
-gLRS
IB
( )
( ) ( )
( )
2 2
1 1
0
2
2 2
1
0
2 22 2 1
1
0
0
1sin ' '
1sin ' '
2
1s
sin ' '
in ' '2 2
2 2
L D
LDC
C DC
DC
DC DC L
LL
P V I V I g V d
g Vg V d
gI V d V V d
π π
π
π
θ θ θ θπ π
θ θπ
θ θπ
+
= − − +
=−
= =
∫
∫
∫ ∫
T
T
IB
ic
v(t)
+VDC
v(t)
VDC
Vknee
i(t)IP
V1
gLV1
t ,θ’
IDC
t ,θ’
III / 24
VMAX
Q
VMIN
IMAX
IDC=IMAX / 2
VDC
PC, MAX
P’C, MAX
� Individuare il valore IIIIMAXMAXMAXMAX della corrente e VVVVMAXMAXMAXMAX della tensione. IIIIMAXMAXMAXMAX determina anche VVVVMINMINMINMIN;
� Scegliere VVVVDCDCDCDC, tensione di alimentazione in base alla:
� Scegliere RRRRoptoptoptopt, ovvero la resistenza di carico che il transistore deve vedere come:
e fissare il corrispondente rapporto di trasformazione nnnn in modo da trasformare RRRRLLLL in RRRRoptoptoptopt.
� Fissare la polarizzazione d’ingresso IIIIBBBB in modo che:
� Fissare la potenza d’ingresso PPPPiiii,,,, in modo che
� Scegliere il dissipatore che assicuri PPPPcccc’’’’MAXMAXMAXMAX
2MINMAX
MINDC
V VV V
−= +
MAXopt
MAX
VR
I≃
FE
MAXB
1
h
II
2⋅≃
MAXB
FE
i1 I
h 2∆ = ⋅
Progetto di un Amplificatore in Classe A I
III / 25
Dalla figura
( )1 1
1 1 12 1 2
DC MIN S MAX
S L S
V V V V R I
V R I V g R
= + = + =
= + = ⋅ +
La potenza ceduta al carico ed il rendimento valgono quindi
( )
2
2
1
2 1 2
L DCL
L S
g VP
g R= ⋅
+
Analogamente
( )1
2
11 2
DC DC DC DC L
L L S
P V I V g V
g V g R
= ⋅ = ⋅ =
= ⋅ +
( )1 1
2 1 2
L
DC L S
P
P g Rη = = ⋅
+
Se ora si pone x = 2 RS gL e si introduce PS= (VDC)2/ RS si ha
( )2
1
2 1
L
S
P x
P x= ⋅
+ ( )1 1
2 1 xη = ⋅
+PL/PS, η
0.5
0.25
21
X = 2RS gL
Il massimo della potenza in uscita si ha allora se
2 R2 R2 R2 RS S S S ggggLLLL=1=1=1=1
ovvero se RRRRLLLL=2R=2R=2R=2RSSSS. In tale caso si ha η = 25= 25= 25= 25%%%%
Progetto di un Amplificatore in Classe A II
III / 26
Se si polarizza il transistor all’interdizione si elimina la dissipazione a riposo, aumentando ilrendimento.
Nello schema indicato, i due transistori funzionano ciascuno per un semiperiodo. Sono infattipolarizzati con la base a massa e ciascuno dei due condurrà per il semiperiodo in cui il segnalerende la base positiva. Le correnti avranno verso opposto (iiii1111 e iiii2222) ed il trasformatore ricostruirà inuscita il segnale di ingresso.
Si noti in particolare come la connessione sia in grado di eliminare, nella corrente totale, leeventuali distorsioni di ordine pari presenti nella risposta. Le armoniche dispari sono invecerafforzate.
Amplificatore Push-Pull IPUSHPUSHPUSHPUSH----PULLPULLPULLPULL inininin ClasseClasseClasseClasse BBBB
+Vcc
T1
T2
RLv1
i1
i2
iL
iL
i1
i2
i
i
III / 27
La presenza di una tensione di soglia nelle giunzioni di ingresso dei transistori (VVVVγ) introduce nelPush-Pull, nel caso di polarizzazione in Classe B, la distorsione di CrossCrossCrossCross----OverOverOverOver.Si ricorre pertanto alla polarizzazione in classe AB.
Amplificatore Push-Pull IIPUSHPUSHPUSHPUSH----PULL in Classe B e Distorsione di CrossPULL in Classe B e Distorsione di CrossPULL in Classe B e Distorsione di CrossPULL in Classe B e Distorsione di Cross----OverOverOverOver
-Vγγγγ
vB
ωωωωt
Q1i
Vγγγγ
iB
Q2
vB
ωωωωt
RL
+Vcc
T1
T2
III / 28
ClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseABABABAB
IIIIMMMMIIIIMMMM
IIIIMMMMIIIIMMMM
2222(V(V(V(VCCCCCCCC----VVVVMINMINMINMIN))))
QQQQ
QQQQ’’’’IIIIQ’Q’Q’Q’
IIIIQQQQIIIIQQQQ
IIIIQ’Q’Q’Q’
VVVVMINMINMINMINVVVVCCCCCCCC
VVVVMINMINMINMIN
Amplificatore Push-Pull III
ClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseBBBB
IIIIMMMM
VVVVMINMINMINMIN
VVVVCCCCCCCC
IIIIMMMM////ππππ
IIIIMMMM////ππππ
IIIIMMMM
VVVVMINMINMINMIN
2222(V(V(V(VCCCCCCCC ----VVVVMINMINMINMIN))))
QQQQ
III / 29
ic
VCCV
m
RL’
Bilancio Bilancio Bilancio Bilancio EnergeticoEnergeticoEnergeticoEnergeticoRiferendoci alla potenza utile P2, aquella di collettore PC e a quellaerogata dall’alimentatore PDC,trascurando sia le perdite ohmiche neltrasformatore sia l’eventuale potenzaceduta all’ingresso, sarà:
2DC CP P P= +
2
1 11
2 2m
M M M CCCC
VP I V I V
V
⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅
= = −
(*)2MDC CC
P I Vπ
⋅ ⋅=
Si avrà quindi
2 1 78.5%4
m
DC CC
P V
P V
πη
⋅
= = − ≃
con:
(*)
2C DCP P P= −
( )2
0
1sin
TM
Mmedia
II I t dt
Tω
π= = ∫
Amplificatore Push-Pull IV
iiii1111
iiii2222
RRRRLLLL
RRRR1111
RRRReeee
RRRR2222
TTTT1111
TTTT2222
++++VVVVcccccccc iiii1111
iiii2222
iiiiLLLL
VM
III / 30
'
MM
L
VI
R=
'
LR2
2 ' '
2 1
2
CC M MC DC
L L
V V VP P P
R Rπ= − = ⋅ − ⋅
Assumendo
ed essendo il carico visto dal primario, si avrà:
da cui si nota in particolare che, se è nullo il segnale di ingresso (e di conseguenza VM = 0), lapotenza dissipata sul collettore PC = 0, a differenza dell’amplificatore in classe A in cui la stessasituazione è invece la più gravosa, portando alla condizione
,maxC CP P=
Nel classe B invece tale situazione si raggiunge, sulla base della
0C
M
dP
dV=
2M CCV V
π= ⋅
e si ha 2
,max 2 '
2CC
C
L
VP
Rπ= ⋅
M CCV V=D’altra parte il valore massimo di P2 si ha per e quindi
2
2,max '
1
2
CC
L
VP
R= ⋅
Amplificatore Push-Pull V
� La condizione più gravosa per i transistori è legata alle condizioni di miglior funzionamento dallarelazione:
� Ciò significa che due transistori da 2W consentono di realizzare un “classe B” in grado di fornire alcarico fino a 10101010WWWW, laddove una identica connessione Push-Pull funzionante in classe A richiederebbedue transistori da 10W (η = 50%) ed una connessione di tipo normale, sempre in classe A,richiederebbe un transistore da 20W.
III / 31
,max 2,max 2,max2
40.4
CP P P
π= ⋅ ≃
Amplificatore Push-Pull VI
III / 32
L’uso di un trasformatore è in genere da evitare a causa del costo, dell’ingombro e delle
distorsioni che introduce. In particolare il trasformatore d’uscita del Push-Pull risulta
particolarmente oneroso dovendo fornire una potenza non trascurabile. Un’alternativa è
rappresentata dal circuito sotto.
In continua i due transistori sono interdetti (VBE =0). Essendoinoltre i due transistori uguali e le due batterie uguali ed opposte, ilpunto “AAAA” è a potenziale nullo ed in RRRRLLLL non scorre alcuna corrente.In alternata, i segnali di pilotaggio sono in controfase e sonoapplicatiapplicatiapplicatiapplicati tratratratra basebasebasebase edededed emettitoreemettitoreemettitoreemettitore anziché tra base e massa. In questosecondo caso infatti il transistore T1 funzionerebbe come collettorecomune e T2 come emettitore comune distorcendo il segnale inmodo inaccettabile.
Con la scelta circuitale fatta invece, quando T2 conduce, l’uscita sulcarico è in controfase con il segnale sulla base B2 ; quando invece èT1 a condurre, l’uscita sul carico è in fase con la base B1.
Si noti che quando uno dei due transistori conduce, ai capidell’altro la tensionetensionetensionetensione massimamassimamassimamassima èèèè paripariparipari aaaa 2222VVVVCCCCCCCC. Infine, avendopolarizzato le basi a 0 V, il segnale di uscita presenterà la distorsioneincrociata (di cross-over) già vista.
Single-Ended I
vvvv1111
vvvv1111’’’’
vvvv1111’’’’’’’’
TTTT1111
TTTT2222
BBBB1111
BBBB2222RRRRLLLL
AAAA
+V+V+V+VCCCCCCCC
----VVVVCCCCCCCC
III / 33
In conclusione, lo schema di singlesinglesinglesingle----endedendedendedended già descritto, lascia aperti un certo numero di problemi.Oltre alla distorsione di cross-over già ricordata infatti, lo schema esaminato presenta almeno treinconvenienti:
SchemaSchemaSchemaSchema risolutivorisolutivorisolutivorisolutivo
1) Utilizza un trasformatoretrasformatoretrasformatoretrasformatore didididi ingressoingressoingressoingresso con gliinconvenienti già ricordati per quello diuscita ed in più con la necessità di duesecondari.
2) richiede duedueduedue batteriebatteriebatteriebatterie di valore +VCC e –VCCcon il conseguente aumento di costi eingombri.
3) nonnonnonnon èèèè stabilizzatostabilizzatostabilizzatostabilizzato termicamentetermicamentetermicamentetermicamente, fatto nontrascurabile in un amplificatore destinato amanipolare potenze notevoli.
Single-Ended II
CCCC3333
+V+V+V+VCCCCCCCC
RRRR ’’’’RRRR1111
RRRR
RRRR
RRRR2222
RRRR1111
RRRR4444
RRRReeee
RRRRLLLL
RRRR3333
TTTT1111
TTTT2222
TTTT3333
CCCC1111
CCCC2222
CCCC
CCCC1111
RRRReeee
RRRR2222
B’
A
B
III / 34
R1
R2
Re
+VCC/2
Se i due transistori T1 e T2 sono uguali, il punto AAAA è a potenziale VVVVCCCCCCCC////2222.Il punto di lavoro e la stabilizzazione termica si calcolano perciò dal circuito sotto, in cui Re è ingenere molto più piccola del carico RL per non abbassare eccessivamente il rendimento dellostadio. Il punto di lavoro è scelto in modo da evitare la distorsione di cross-over. Nelle versioni piùsofisticate R2 viene sostituita da un elemento di compensazione non lineare.L’uso tra il punto AAAA ed il carico RL di un condensatore CCCC di qualche centinaio di µF, consente dirisparmiare una batteria. Il punto A in assenza di segnale si trova a VCC/2. A questo valore si caricaperciò anche il condensatore. Quando T2 conduce e T1 è interdetto, il condensatore CCCC sostituiscela batteria presente nello schema di principio: deve solo essere di capacità sufficiente per nonscaricarsi apprezzabilmente durante il semiperiodo di conduzione di T2.
Single-Ended III
VCC
T1
T2
VCC/2
C
RL
A
+ -
III / 35
VVVVCCCCCCCC////2222
∆VVVVCCCC
2
CCMAX
L
VI
R=
100MAX
CC
I TC
Vπ
⋅ ⋅=
⋅
ValoreValoreValoreValore ImpostoImpostoImpostoImposto
;C C
CC
Q C V QV
I IC veT
Tdo∆ = ∆ ∆ =∆
∆∆=
2
MAX CC
I VI C
Tπ
∆= =
0.012 2
MAX CCC
I T VV
Cπ∆ = ⋅ = ⋅
⋅
Single-Ended IV
III / 36
I segnali in controfase ai due ingressi BBBB1111 e BBBB2222, possono essere ottenuti da un pre-amplificatore deltipo parafase (v2 = -v3), che presenta però differenti impedenze di uscita:
+V+V+V+VCCCCCCCC
RRRR
RRRR
vvvv2222
vvvv3333
vvvv1111
1
,2r Rout h
oe
≅
�,3
hier R
out β
≅
�
I segnali su BBBB1111 e BBBB2222 sono quindi uguali solo se le impedenze viste dal driversono sufficientemente elevate. In ogni caso, per evitare inaccettabili distorsionied assicurare un corretto pilotaggio del single-ended è necessario che il segnalev2 sia applicato, come v3, tra la base e l’emettitore del transistoreT1.
Single-Ended V
+V+V+V+VCCCCCCCC
vvvv2222
vvvv3333
CCCC1111
CCCC2222
RRRR
RRRR
RRRR ’’’’
vvvv1111
EEEE1111
BBBB1111
BBBB2222
CCCC1111
III / 37
hie
RL
hfe ib
vvvv0000
vvvv2222
iiiibbbbB C
EE
Lo schema circuitale adottato per il transistor T1 è, in tutti i circuiti precedenti del single-ended,del tipo:
Si è in particolare affermato che il segnale v0, quando iltransistore conduce, è in fase con la tensione di ingresso eche l’amplificazione dello stadio è praticamente quellatipica dell’emettitore comune, pur avendo lo stadio inesame il collettore a massa. Dal circuito equivalente si hainfatti:
Per la tensione di uscita v0 :
0 2L
fe b L fe
ie
Rv h i R h v
h= =
Lv fe
ie
RA h
h= +
Single-Ended VI
vvvv1111 vvvv2222
+V+V+V+VCCCCCCCC
vvvv0000RRRRLLLL
III / 38
Single-Ended VII
RRRR1111
TTTT1111
CCCC1111
+V+V+V+VCCCCCCCC++++∆VVVVCCCCCCCC
TTTT2222
TTTT4444
TTTT5555
TTTT3333
RRRR1111
RRRR2222
RRRR2222
RRRR
RRRR
RRRR’’’’
RRRR5555
RRRR4444
RRRR3333
RRRR3333
RRRReeee
RRRReeee
CCCC
RRRRLLLL
CCCC2222
CCCC0000
RRRR0000
A’
B
H
J
K
A
CCCC1111
CCCC3333
B2=E4
B1=E3
VBE1
VB1
Filtro passa bassoFiltro passa bassoFiltro passa bassoFiltro passa basso ≈≈≈≈ VVVVCCCCCCCC
TTTT1111
TTTT2222
Single-Ended VIII
III / 39
Quando lo stadio finale deve fornire una notevolepotenza (n....10Watt), è opportuno separare il driverdal finale mediante l’uso di una connessioneDarlingtonDarlingtonDarlingtonDarlington. Lo schema è stato inoltre completatomediante l’inserimento del “passa-basso” R0C0 chefiltra l’ondulazione residua dell’alimentatore che,tramite il driver, tornerebbe in uscita amplificata.L’aggiunta della resistenza R3, infine, aumenta lastabilità termica del DarlingtonDarlingtonDarlingtonDarlington (per sua natura piùbassa di un singolo stadio) anche se ne abbassa laresistenza dinamica di ingresso. La scelta di R3 èfatta sulla base di un compromesso tra la resistenzastatica e quella dinamica di ingresso della coppiaDarlingtonDarlingtonDarlingtonDarlington.
N.B. :
vB1
iB1
Rdin
Rstat
R3
Q
( ) ( )1 1 1 1 1 1B b be E e B Bi i v i R i v= + =
III / 40
Anche in questo caso l’uso di una sola batteria e di un condensatore di accoppiamento di elevatacapacità assicurano l’alimentazione dei due transistori, uno pnppnppnppnp e l’altro npnnpnnpnnpn che funzionanoalternativamente e per mezzo periodo ciascuno, come inseguitori di emettitore. Il punto AAAA inparticolare è staticamente a potenziale VCC/2. Il principale vantaggio di questa soluzionecircuitale, simmetriasimmetriasimmetriasimmetria complementarecomplementarecomplementarecomplementare, è quello di non richiedere un pilotaggio in controfase.Applicando un segnale sinusoidale infatti, la semionda positiva è amplificata dal transistore npnnpnnpnnpn,,,,quella negativa dal pnppnppnppnp.... E’ inoltre possibile anche in questo caso applicare il segnale tra le basi egli emettitori ottenendo così il funzionamento ad emettitore comune degli stadi.
Simmetria Complementare
+V+V+V+VCCCCCCCC
RRRRLLLL
TTTT2222
TTTT1111
CCCC
+ -
VVVVCCCCCCCC////2222
A
IIII----I’I’I’I’ ���� ECECECEC
IIII----IIII”””” ���� CCCCCCCC
IIII’’’’
I’’I’’I’’I’’
IIII
Il segnale del driver è applicato tra le basi (punto B) e gli
emettitori (punto A), cui la resistenza R è
dinamicamente connessa attraverso il condensatore C.
VVVVBBBB=V=V=V=VAAAA=V=V=V=VCCCCCCCC/2/2/2/2
Per simmetriaPer simmetriaPer simmetriaPer simmetria
Per progettoPer progettoPer progettoPer progetto
+V+V+V+VCCCCCCCC
TTTT2222
TTTT1111
RRRRLLLL
RRRR
RRRR
TTTT3333
AAAABBBB
III / 41
Lo schema di principio indicato deve essere completato conle reti necessarie a stabilizzare e polarizzare correttamente itransistori impiegati. Le resistenze RE ed R’E assicurano unaprima stabilizzazione termica dei tre transistori. Quella deldriver è migliorata dal partitore R4 ed R5. Quanto alla serieD1, D2, R5 ha lo scopo di polarizzare correttamente, inclasse AB, i due transistori a simmetria complementare e alcontempo compensando le variazioni termiche degli stessi,migliorando la linearità della funzione di trasferimentoingresso uscita. La linearità è ulteriormente migliorata dalpartitore R4 e R5 che rappresenta una rete di retroazione tral’uscita e l’ingresso.
Notiamo poi che, in questo caso, per aumentarel’impedenza di ingresso ed il guadagno in corrente deifinali, è difficile costruire due coppie Darligtoncomplementari con caratteristiche identiche. Le soluzionicircuitali adottate sono quindi differenti.
Schema Completo del Simmetria Complementare
VVVVCCCCCCCC //// 2222
BBBB ’’’’
BBBB
BBBB ’’’’
CCCC1111
CCCC
RRRR2222
RRRR3333
RRRR4444
RRRReeee
RRRReeee’’’’
RRRReeee
RRRRLLLL
RRRR5555
TTTT1111
TTTT2222
TTTT3333
DDDD1111
DDDD2222
VVVVCCCCCCCC
III / 42
Nella configurazione a simmetria quasi complementare il segnale in uscita all’emettitore di T3 ha la stessafase del segnale di comando, mentre quello al collettore T4 ha fase opposta.
Il singlesinglesinglesingle endedendedendedended costituito da T1 e T2 è così pilotato correttamente. Perché il circuito funzionicorrettamente è poi necessario che il driver T5 veda sempre lo stesso carico indipendentemente da qualedei due transistori T3 o T4 conduca.
( )1
44 2 4
1 33 Lk
LkL E FE C
L FE E
i i
i 1 v v v v
v vi
i
h
h
v
+
−−
+ = =
+
+
== +
+ +
Simmetria Quasi Complementare
+V+V+V+VCCCCCCCC
CCCC3333
CCCC2222
CCCC
TTTT2222
TTTT1111
TTTT3333
TTTT4444
TTTT5555
RRRReeee
RRRRLLLL
RRRR1111
RRRReeeeRRRReeee’’’’ RRRR1111
RRRRR’R’R’R’
BBBB
KKKK
AAAA
A’A’A’A’
TTTT1111
TTTT2222
TTTT3333
TTTT4444
iiiiCCCC4444
iiiiCCCC2222
((((1111+h+h+h+hfefefefe1111 )i)i)i)iEEEE3333
iiiiEEEE4444 RRRRLLLL
vvvv1111
vvvv3333
vvvv4444
+V+V+V+VCCCCCCCC
----VVVVCCCCCCCC
vvvvLLLL
KKKK
AAAA
III / 43
Simmetria Quasi Complementare
Osserviamo ora che la coppia T3, T1 fornisce al carico la corrente ((((1111+h+h+h+hFEFEFEFE1111)i)i)i)iEEEE3333, mentre la coppia T4, T2
fornisce al carico la corrente iiiiEEEE4444+h+h+h+hFEFEFEFE2222iiiiCCCC4444,,,, correnti che risultano uguali se hhhhFEFEFEFE1111=h=h=h=hFEFEFEFE2222 eeee sesesese iiiiCCCC4444≈≈≈≈iiiiEEEE4444 ≈≈≈≈ iiiiEEEE3333,condizioni che richiedono la scelta di transistori opportuni e, almeno per la coppia T3, T4, ad altoguadagno (hhhhFEFEFEFE).
Inoltre, quando T3 e T1 conducono, la tensione tra B3 e massa vale VVVVBBBB3333=V=V=V=VBEBEBEBE3333+V+V+V+VBEBEBEBE1111+V+V+V+VLLLL. Quando invececonduce la coppia T4, T2 si ha VVVVBBBB4444=V=V=V=VBEBEBEBE4444+V+V+V+VLLLL. Perciò se VVVVBEBEBEBE3333=V=V=V=VBEBEBEBE4444 (ipotesi di transistori uguali), le duetensioni differiscono solo di VVVVBEBEBEBE1111, normalmente trascurabile.
( )1
44 2 4
1 33 Lk
LkL E FE C
L FE E
i i
i 1 v v v v
v vi
i
h
h
v
+
−−
+ = =
+
+
== +
+ +
+V+V+V+VCCCCCCCC
CCCC3333
CCCC2222
CCCC
TTTT2222
TTTT1111
TTTT3333
TTTT4444
TTTT5555
RRRReeee
RRRRLLLL
RRRR1111
RRRReeeeRRRReeee’’’’ RRRR1111
RRRRR’R’R’R’
BBBB
KKKK
AAAA
A’A’A’A’
TTTT1111
TTTT2222
TTTT3333
TTTT4444
iiiiCCCC4444
iiiiCCCC2222
((((1111+h+h+h+hfefefefe1111 )i)i)i)iEEEE3333
iiiiEEEE4444 RRRRLLLL
vvvv1111
vvvv3333
vvvv4444
+V+V+V+VCCCCCCCC
----VVVVCCCCCCCC
vvvvLLLL
KKKK
AAAA
III / 44
Pre-Amplificatore DriverStadio Finale di Potenza
CompensazionePolarizzazione
Il problema maggiore è quello della stabilità termica dato che l’accoppiamento tra glistadi è in continua. Da qui la notevole complessità circuitale degli integrati di potenza.E’ comunque possibile individuare alcune funzionalità espletate da “gruppi” ditransistori dell’integrato. Oltre ad alcuni componenti utilizzati per polarizzazione ecompensazione termica delle sezioni dell’integrato, si distinguono:
• StadioStadioStadioStadio preamplificatorepreamplificatorepreamplificatorepreamplificatore, utilizzante normalmente una connessione Darlington,curato in modo da presentare alta impedenza d’ingresso ed elevato guadagno.
• StadioStadioStadioStadio pilotapilotapilotapilota, realizzato per consentire una sufficiente stabilità dei livelli incontinua, che fornisce il segnale di livello adeguato e con la polarità richiesta dallostadio finale.
• StadioStadioStadioStadio finalefinalefinalefinale, lo stadio di potenza vero e proprio, normalmente operante in ClasseB o AB, realizzato con un particolare tipo di connessione, detta a simmetria quasicomplementare, in cui uno stadio a simmetria complementare pilota direttamente unsingle-ended.
Circuiti Integrati di Potenza
III / 45
Amplificatore di Potenza Integrato TAAG 621 I
TAAG 621TAAG 621
8
T1
T2
T3 T4
T5
T6
T7
T8
T9
T10
T11
T12
T13
T14
T15
T16
T17
R
10
7
12 5 3
1
14
Amplificatore di Potenza Integrato TAAG 621 II
III / 46
Circuito Semplificato
Il blocco AAAA è costituito da 5 transistori, polarizza i diversi stadi e assicura l’indipendenza del punto
(1) da VVVVCCCCCCCC. Il blocco BBBB, costituito da 3 transistori, minimizza la distorsione di cross-over e gli
effetti della variazione di VVVVBEBEBEBE dei finali con la temperatura.
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