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Volume 51 Number 1 2017 革新的な設計に役立つ技術情報リソース

UAVに適したSDRベースのビデオ伝送高精細度と低遅延を実現

SiPを採用したデータアクイジション用IC高精度のシグナルチェーンの実装密度を向上

機能安全に対応可能なΣΔ型のADC

基地局におけるパッシブ相互変調の検出と対策

電源ノイズやクロックジッタが高速DACに及ぼす 影響位相ノイズを解析管理する

4

10

23

29

35

17 次世代SDRトランシーバの 威力を知る――RF対応の複素ミキサー

ゼロ IFアーキテクチャ 先進的なアルゴリズムが肝に

Analog Dialogue Volume 51 Number 12

UAVに適したSDRベースのビデオ伝送高精細度と低遅延を実現

無人航空機（ドローンなどのUAV）からの高精細ビデオ伝送を実現したい場合ワイヤレストランシーバの設計において多くの課題が生じます本稿ではトランシーバIC技術を活用した実用的なソリューションを紹介します

4

SiPを採用したデータアクイジション用IC高精度のシグナルチェーンの実装密度を向上

本稿ではSiP（System in Package）技術を適用したADコンバータ（ADC）応用製品を紹介します5mm times 4mmの単一パッケージに収められたデータアクイジションシステムを利用することにより高精度のシグナルチェーンの実装密度を高めプリント基板上の占有面積を縮小することが可能になります

10

アナログデバイセズに寄せられた珍問難問集 Issue 137 サイコなADCアナログデバイセズのADCをテストしています最初はうまくいっていたのですが急におかしなFFT結果が得られるようになりました何が起きているのでしょうか

14

次世代SDRトランシーバの威力を知る――RF対応の複素ミキサーゼロIFアーキテクチャ先進的なアルゴリズムが肝に

RF設計においては非常に重要でありながら理解が難しい技術に取り組まなければならないことがありますそうした技術の例として次世代のSDRトランシーバに適用されるRF対応の複素ミキサーやゼロIFアーキテクチャが挙げられます本稿ではこれらの技術を採用することによって得られる大きなメリットについて説明します

17

機能安全に対応可能なΣΔ型のADC機能安全は工業用システムの設計における重要な要素ですシステムに致命的な故障が生じた場合機能安全が適切に働かなければ人間の生死を左右してしまう可能性があります本稿ではまずシステムで安全を確保するための機能に求められる要件について説明しますそのうえで高精度のΣΔ型ADCが備えるいくつかの機能を活用してそれらの要件を満たす方法について解説します

23

アナログデバイセズに寄せられた珍問難問集 Issue 138 このノイズで夜も眠れない

測定が可能な最小電圧は何Vですか

27

今号の記事

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 3

基地局におけるパッシブ相互変調の検出と対策

システムにおいて能動部品が非線形性を生じさせることはよく知られていますこの問題に対しては設計や運用においてシステムの性能を高めるためにさまざまな技術が開発されてきました一方で受動デバイスによって生じる非線形性がシステムに悪影響を及ぼす可能性があるという事実も無視することはできません本稿ではRFシグナルチェーンにおけるパッシブ相互変調（PIM）の影響を緩和するための設計手法について説明します

29

電源ノイズやクロックジッタが高速DACに及ぼす影響 位相ノイズを解析管理する

本稿では高速DAコンバータ（DAC）の位相ノイズについて説明します具体的には位相ノイズを抑えるための設計手法について定量的に理解できるように解説を行います位相ノイズに関する要件に対し過不足のない適切な設計を最初から行うための方法論を示すことを目標とします

35

アナログデバイセズに寄せられた珍問難問集 Issue 139 ジャイロが道を間違えた

ジャイロスコープのドリフト誤差は時間の経過に伴って蓄積されていく可能性があると聞きましたこの現象はどのようなIMUでも起こりうるのですか

42

アナログダイアログはアナログデバイセズが提供する技術雑誌ですアナログデジタルミックスドシグナルの各分野に対応する製品アプリケーション技術技法について論じています

過去のアナログダイアログはバックナンバーをご覧くださいこのページには1967年の創刊号以降のすべての定期発行版と3回の特別記念版が保存されています

アナログダイアログに関するご意見ご感想はこちらまで

Facebook（英語） wwwfacebookcomanalogdialogue

EngineerZone（英語） ezanalogcomblogsanalogdialogue

メール dialogueeditoranalogcom

Jim Surber著者

Jim Surberは前編集者だったScott Wayneが退職した2015年5月にアナログダイアログの編集者になりました高速データコンバーターメーカーであるComputer Labs（1978年にアナログデバイセズに統合）でキャリアをスタートして以

降Jimは40年以上にわたりアナログデバイセズと共に歩んでいます

製品テストアプリケーションエンジニア製品ラインマーケティングを経験し現在はマーケティングコミュニケーションを担当しています執筆が趣味で過去数年にわたり様々な雑誌に向け多数の記事を発表しています

ノースカロライナ州グリーンズボロに住居を構え家族と共にバージニア州の山々を散策することを楽しんでいます

ご意見ご感想は以下のメールアドレスへ 英語でお寄せ下さい

Email jimsurberanalogcom

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 3

基地局におけるパッシブ相互変調の検出と対策

システムにおいて能動部品が非線形性を生じさせることはよく知られていますこの問題に対しては設計や運用においてシステムの性能を高めるためにさまざまな技術が開発されてきました一方で受動デバイスによって生じる非線形性がシステムに悪影響を及ぼす可能性があるという事実も無視することはできません本稿ではRFシグナルチェーンにおけるパッシブ相互変調（PIM）の影響を緩和するための設計手法について説明します

29

電源ノイズやクロックジッタが高速DACに及ぼす影響 位相ノイズを解析管理する

本稿では高速DAコンバータ（DAC）の位相ノイズについて説明します具体的には位相ノイズを抑えるための設計手法について定量的に理解できるように解説を行います位相ノイズに関する要件に対し過不足のない適切な設計を最初から行うための方法論を示すことを目標とします

35

アナログデバイセズに寄せられた珍問難問集 Issue 139 ジャイロが道を間違えた

ジャイロスコープのドリフト誤差は時間の経過に伴って蓄積されていく可能性があると聞きましたこの現象はどのようなIMUでも起こりうるのですか

42

アナログダイアログはアナログデバイセズが提供する技術雑誌ですアナログデジタルミックスドシグナルの各分野に対応する製品アプリケーション技術技法について論じています

過去のアナログダイアログはバックナンバーをご覧くださいこのページには1967年の創刊号以降のすべての定期発行版と3回の特別記念版が保存されています

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Jim Surber著者

Jim Surberは前編集者だったScott Wayneが退職した2015年5月にアナログダイアログの編集者になりました高速データコンバーターメーカーであるComputer Labs（1978年にアナログデバイセズに統合）でキャリアをスタートして以

降Jimは40年以上にわたりアナログデバイセズと共に歩んでいます

製品テストアプリケーションエンジニア製品ラインマーケティングを経験し現在はマーケティングコミュニケーションを担当しています執筆が趣味で過去数年にわたり様々な雑誌に向け多数の記事を発表しています

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Analog Dialogue Volume 51 Number 14

UAVに適したSDRベースのビデオ伝送

高精細度と低遅延を実現著者Wei Zhou

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どれくらいのデータ量を伝送するのか

表1は非圧縮データレートと圧縮データレートでどれだけデータ量に差があるのかを示したものですH265またはMPEG-H Par t 2としても知られるHEVC（高効率ビデオコーディング）を使用すればデータレートを下げて帯域幅を抑えることができます現在ビデオコンテンツの録画 圧縮 配信に最もよく利用されている方式の1つにH264がありますHEVCはビデオ圧縮のあり方を大きく前進させるものであり広く使用されているAVC（H264またはMPEG-4 Par t 10）の後継となり得る有望な技術です

［圧縮データレート］ = ［非圧縮データレート］［圧縮率］

表1にはさまざまなビデオ伝送方式について圧縮した場合非圧縮の場合のデータレートがまとめられていますここではビデオのビット深度が24ビットフレームレートが60fps（フレーム 秒）であると仮定しています1080pを例にとると圧縮後のデータレートは1 4 9 3 M b p s（メガビット 秒）ですしたがってベースバンドプロセッサとワイヤレスの物理層で容易に処理することができます

表1 圧縮データレート

方式水平

方向

垂直 方向

ピクセル

（画素数）

非圧縮デー

タレート

〔Mbps〕

圧縮データレ

ート〔Mbps〕

圧縮率は200

VGA 640 480 307200 442 22

720p 1280 720 921600 1328 664

1080p 1920 1080 2073600 2986 1493

2k 2048 1152 2359296 3400 170

4k 4096 2160 8847360 12740 637

信号の帯域幅

AD9361 AD9364ではサンプルレートデジタルフィルタデシメーションの仕様を変更することにより200kHz以下から56MHzまでのチャンネル帯域幅をサポートしますAD9361 AD9364は複素データを送信するための IチャンネルとQチャンネルを備えるゼロ IFトランシーバです複素データには実部と虚部がありそれぞれが IとQに対応しますこれら2つのチャンネルが同じ周波数帯域で扱われるのでスペクトル効率は通常の2倍になります

概要

アナログデバイセズ（A D I）は集積度の高いR Fアジャイルトランシーバ I Cを提供していますこの種の製品はMDAS（Mult i - serv ice Dis t r ibu ted Access S y s t e m）やスモールセルなど携帯電話基地局で使われるS D R（ソフトウェア無線） 1のアーキテクチャでよく使用されていますがそれ以外にも注目すべき用途があります現在産業 民生 軍事分野では無人航空機（U AV）が利用されるケースが増えてきましたこのU AVにおけるワイヤレスH D（高精細）ビデオ伝送にもR Fアジャイルトランシーバ I Cが活用されているのです本稿のテーマは集積度の高いトランシーバIC「AD9361」「AD9364」 23を使用した広帯域ワイヤレスビデオ伝送ですこのアプリケーションに関してシグナルチェーンの構成やり取りされるデータ量R F占有信号帯域幅通信距離トランスミッタの送信パワーなどの話題を取り上げますまたOFDM （直交周波数分割多重方式）の物理層の実現方法について述べるほかR F信号の干渉を回避するための周波数ホッピングに関するテスト結果も示します最後に広帯域ワイヤレスアプリケーションにおけるWi -F iトランシーバとR Fアジャイルトランシーバの長所と短所について考察します

シグナルチェーン

図 1はA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4とベースバンド I Cを使って構成したワイヤレスビデオ伝送システムの概略図ですカメラによって映像を取得しそのデータをイーサネットやHDMIUSBなどのインターフェースを介してベースバンド I Cのプロセッサに送ります映像のコーディング デコーディングは F P G Aなどのハードウェアで行うことができますR F対応のフロント部にはスイッチャL N A（低ノイズアンプ）PA（パワーアンプ）そして集積度が高くプログラムが可能なトランシーバ ICが含まれています

イーサネットHDMI

USB

CMOSLVDS

FPGAASIC

カメラ AD9361AD9364

Rx

Tx PA

LNA

図1 ワイヤレスビデオ伝送システムの構成図

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 5

圧縮ビデオデータを I Qの各チャンネルにマッピングするとシンボルとして知られるコンスタレーションポイントが構成されます図2に示したのは1 6 Q A -M（Quadra ture Ampl i tude Modula t ion）の例です各シンボルは4ビットで表されます

0101 0001 1001 1101

0100 0000 1000 1100

0110 0010 1010 1110

0111 0011 1011 1111

Q

Amax ndashAmax

Am

ax

ndashAm

ax

図 2 16 Q A Mのコンスタレーション4

シンボルの値0100 0000 1101 0111 0101 1001 0010 1010

Amax

Amax3

0

ndashAmax3

ndashAmax

Amax

Amax3

0

ndashAmax3

ndashAmax

I

Q

図 3 コンスタレーションに対応する I Qのデジタル波形

振幅

周波数（シンボルレートで正規化）

二乗余弦スペクトル

α = 0

α = 1

α = 12

パルスのスペクトル

TO

15

10

05

00 05 10 15 20

fOfO2

図 4 パルス整形フィルタの応答

シングルキャリア（単一搬送波）のシステムの場合限られた帯域内に収まるよう送信信号の整形を行うためにD Aコンバータ（D A C）の前段で I Qのデジタル波形をパルス整形フィルタに通す必要がありますパルスの整形にはF I Rフィルタが使用されその応答は図 4に示したようなものになります情報の忠実度（ f i d e l -i t y）を維持するためにシンボルレートに対応する信号帯域幅の最小値が決められますシンボルレートは以下の式に示すようにビデオの圧縮を行う場合のデータレートに比例しますOFDMに対応するシステムでは複素データが IFFT（逆高速フーリエ変換）によってサブキャリアに変調されそのサブキャリアによって制限帯域内の信号が送信されます

［シンボルレート］ =［ビットレート］

［各シンボルで送信されるビット数］

各シンボルで送信されるビット数は変調の次数に応じて異なります

占有信号帯域幅は次式で与えられます

［RF占有信号帯域幅］ = ［シンボルレート］times（1+α）

ここでαはフィルタ帯域幅のパラメータです

AmaxndashAmax AmaxndashAmax

Am

axndashA

max

Am

axndashA

max

QPSKシンボル当たり2ビット

16 QAMシンボル当たり4ビット

64 QAMシンボル当たり6ビット

ndashAmax Amax

ndashAm

axA

max

図 5 変調次数

Analog Dialogue Volume 51 Number 16

上に示した式から次式を導くことができます

［RF占有信号帯域幅］= ［圧縮データレート］

［各シンボルで伝送されるビット数］

times (1 + α)

この式から表2にまとめたようにRF占有信号帯域幅を求めることができます

表 2 異なる変調次数に対するRF占有信号帯域幅

（α=025）

方式

圧縮デー

タレート

〔Mbps〕

QPSKの 信号帯域幅

〔MHz〕

16QAMの

信号帯域幅

〔MHz〕

64QAMの

信号帯域幅

〔MHz〕

VGA 22 1375 06875 04583

720p 66 41250 20625 13750

1080p 149 93125 46563 31042

2k 170 106250 53125 35417

4k 637 398125 199063 132708

AD9361AD9364の最大信号帯域幅は56MHzです両製品は表2に示す全てのビデオ伝送方式だけでなくより高いフレームレートにも対応します変調の次数を上げると占有帯域幅は狭くなりシンボルにおけるビット当たりの情報量は増加しますただし正しく復調を行うためには高いSN比が必要になります

通信距離とトランスミッタのパワー

U AVなどのアプリケーションでは最大通信距離が非常に重要なパラメータになりますそれほど長い通信距離は求められないケースもありますがそうした場合でも通信が遮断されないことが非常に重要になります信号は（自由空間での減衰とは別に）酸素や水などの障害物によって減衰する可能性があります

図6に示したのはワイヤレス通信チャンネルにおける損失のモデルです

通常レシーバの感度はトランスミッタからの情報を復調またはリカバーするために必要な最小入力信号S min

として定義されますレシーバの感度が得られたら以下に示すようにいくつかの仮定に基いて最大通信距離を算出することができます

Smin = 10log(kT0B) + NF + min = ndash174 dBm + 10logB + NF + minSN( ) S

N( )ここで各変数の意味は以下のとおりです

（SN）min信号を処理するために必要な最小のSN比

NFレシーバのノイズ指数

kボルツマン定数（138 times 10 ndash23 jou le k）

T 0レシーバの入力部の絶対温度（ケルビン温度）

Bレシーバの帯域幅（単位はHz）

（S N） m i nは変復調の次数によって異なりますS N比が同じである場合変調次数の低い方がシンボルエラーは少なくなりますシンボルエラーが同等である場合変調次数が高い方が復調するためにより高いSN比を必要としますトランスミッタがレシーバからかなり離れている場合には信号が弱くなりますしたがってそのS N比では高次の復調に対応できないということが起こりますトランスミッタを稼働させたままあるビデオ方式で同じデータレートを維持するためにはベースバンド部において帯域幅の拡張と引き換えに変調の次数を下げるべきですそうすることで受信した画像が不鮮明にならないようにします幸いデジタル変復調の機能を備えるSDRでは変調方式を変更することが可能です先述した分析内容はトランスミッタのRFパワーが一定であるという仮定に基づいていますアンテナのゲインを変えずにRF送信パワーを大きくするとレシーバの感度を高めなくてもより遠くで信号を受信できますただし最大送信パワーについてはF CCCEの放射に関する規格に準拠しなければなりません

また通信距離はキャリア周波数に依存します波が空間を伝搬する際には分散による損失が生じます自由空間における損失は次式によって求められます

Afs = 20log = 20log4Rλ( ) 4Rf

C( )ここでRは距離 λは波長 fは周波数Cは光速ですこの式から自由空間において通信距離が一定だとすると周波数が高いほど損失が大きくなることがわかります例えば通信距離が同じであるとするとキャリア周波数が5 8GHzの場合の減衰は同2 4GHzの場合と比べて766dB以上大きくなります

［全体のチャンネル損失］ = Afs + Lprop + Lmulti

Afs Aprop L multi

トランスミッタ

トランスミッタのアンテナ

レシーバのアンテナ

自由空間での減衰 水蒸気 雨による

損失

大気中での損失 反射信号

酸素による吸収

マルチパスによる損失

レシーバ

図 6 ワイヤレス通信チャンネルにおける損失のモデル 5

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 7

RF周波数とスイッチング

A D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4は7 0 M H z～6 G H zの周波数範囲に対応しています具体的にどの周波数を使用するかはプログラムによって選択可能ですこのような周波数範囲に対応していることから 1 4 G H z 2 4 G H z 5 8 G H zな ど 免 許 が 必 要 不 要 な 周 波 数 を 含 む ほ と ん ど のNLOS（Non Line-of -Sight見通し外）周波数アプリケーションで利用できます

2 4GHzの周波数帯はWi-F iBlue too th IoT（ In t e r-ne t of Things）向けの短距離通信に広く使用されており非常に混雑していますこの周波数帯をワイヤレスビデオ伝送と制御信号の通信に使用すると信号が干渉したり不安定になったりする可能性が高まります言うまでもなくこれはUAVにとって望ましいことではなく危険な状態に陥る可能性がありますそこで使用されるのが周波数スイッチングという手法ですこれは干渉などが生じないクリーンな周波数を使える状態を維持することでデータや制御信号の通信を信頼性の高い状態に保つというものですトランスミッタは周波数帯が混雑していることを感知したら他の周波数帯を使用するように自動的に切り替えを行います例えば近接する周波数を使用して運用されている2機のUAVは互いの通信に対して干渉を及ぼしますその場合自動的にL O（局部発振）周波数を切り替えて周波数帯を選択し直すことにより安定したワイヤレスリンクを維持することができます稼働中にキャリア周波数やチャンネルを柔軟に選択できる機能はハイエンドのUAVにふさわしいものだと言えます

周波数ホッピング

電子対抗手段（ECMElec t ronic Countermeasures）では高速周波数ホッピングが広く使用されていますこれも干渉を回避する手段として有用です通常周波数ホッピングを行う場合には一連の処理を実施した後にフェーズロックループ（PLL）を再ロックする必要がありますその際には周波数に関するレジスタへの書き込み時間VCO（電圧制御発振器）のキャリブレーション時間PLLロック時間が必要になりますそのため周波数ホッピングには数百μs程度の時間がかかります図7はトランスミッタのLO周波数を81669MHzから80203MHzにホッピングする例を示したものです通常AD9361は周波数を変更可能なモードで使用されますトランスミッタのR F出力周波数は1 0 M H zの周波数を基準として 8 1 4 6 9 M H zから 8 0 0 0 3 M H zにジャンプします周波数ホッピングにかかる時間は図7に示すようにシグナルソースアナライザ（Keysight Tech-n o l o g i e s社の「E 5 0 5 2 B」）を使うことでテストできます図 7（ b）の結果からV C OのキャリブレーションとP L Lのロックにかかる時間は約5 0 0 μ sですこのようにシグナルソースアナライザを使えばPLLの過渡応答を捉えることができます図 7（ a）は広帯域モードにおける過渡応答の測定結果です図7（b）と図7（d）は周波数ホッピングによる周波数および位相の過渡応答をかなり高い解像度で示したものです 6図 7（c）は出力パワーの応答を表しています

(a) (b)

(c) (d)

図 7 8 0 4 5 M H zから8 0 2 M H zへの 周波数ホッピングには 5 0 0 μ sかかる

周 波 数 ホ ッ ピ ン グ を 使 用 す る ア プ リ ケ ー シ ョ ン では 5 0 0 μ s と い う の は 非 常 に 長 い 時 間 で す そ こでAD9361 AD9364には通常よりも高速な周波数ホッピングを実現するための高速ロックモードが用意されていますこのモードではシンセサイザに関する一連のプログラミング情報（プロファイルと呼ばれます）を自身のレジスタまたはベースバンドプロセッサのメモリ領域に保存することによって高速化が実現されます図8に示したのは高速ロックモードを使用して8 8 2 M H zから8 0 2 M H zへの周波数ホッピングを実行した時のテスト結果です図 8（ d）の位相応答を見ると必要な時間が 2 0 μ s以下に抑えられていることがわかりますなお位相を表す曲線は802MHzの位相を基準にしてプロットした結果です周波数情報とキャリブレーション結果がプロファイルに保存されていることからSPI（Ser ia l Per iphera l In te r face）による書き込み時間とVCOのキャリブレーション時間はこのモードでは排除されます図8（b）はAD9361 AD9364の高速周波数ホッピング機能の様子を表しています

(a) (b)

(c) (d)

図 8 高速ロックモードでは2 0 μ s以内で 8 8 2 M H zから

8 0 2 M H zまでの周波数ホッピングを実行できる

Analog Dialogue Volume 51 Number 18

OFDMに対応する物理層

O F D Mは変調方式の1つですこの方式では高いデータレートで変調されたストリームを低速に変調されたサブキャリアに分割しますサブキャリアとしては近接する狭い帯域が使用されますこのような処理を行うことにより周波数フェージングに対する感度を下げることができますこの方式の短所はPAPR（Peak to Average Power Rat io）が高いこととキャリアのオフセットとドリフトに対して感度が高くなることですO F D Mは広帯域ワイヤレス通信の物理層で広く採用されていますOFDMを実現するための主要な技術としては I F F T F F T周波数同期サンプリング時間同期シンボル フレーム同期などが挙げられます IFFTF F TはF P G Aによってできるだけ高速に実行できるようにすべきですまたサブキャリアの間隔を決めることも非常に重要な要素になりますその間隔は通信機能を備える移動体が周波数のドップラーシフトに十分に耐えられるように大きく設定したいところですしかしスペクトル効率を高めるために限られた周波数帯域内でより多くのシンボルを送信できるようにするためにはサブキャリアの間隔は小さく設定しなければなりませんエンコーディング技術とOFDM変調を組み合わせていることを指してCOFDM（coded OFDM）という用語が使われることがありますCOFDMは信号の減衰に対する高い耐性を備えていますまた前方誤り訂正（FEC）を適用することも可能ですそのためCOFDMを利用すれば移動体からビデオ信号を適切に送信できるようになりますエンコーディングを行うには信号の帯域幅を広くとる必要がありますがトレードオフを行う価値があると言えます

集積度の高いアナログデバイセズのR FトランシーバICにThe MathWorks社のモデルベース設計ツール 自動コード生成ツールと X i l i n x社の強力な「 Z y n q -7000 Al l Programmable SoC」を組み合わせれば従来に比べSDRシステムの設計検証テスト実装を効率的に行えるようになりますその結果無線システムの高性能化と開発期間の短縮を両立することが可能になります 7

Wi-Fiは最善の解なのか

Wi-F iを搭載したドローンは携帯電話やノート型パソコンといったモバイル機器に対し無線によって非常に簡単に接続することができますそのためWi-F iはドローンを非常に使いやすくする技術だと言えるでしょうしかしU AVアプリケーションにおけるワイヤレスビデオ伝送についてはF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションを利用する場合の方がWi-F iを使用する場合よりも多くのメリットを得ることができますまず物理層についてはAD9361 AD9364を採用すれば迅速な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングを利用することで干渉を防止することできます集積度の高いWi-Fiチップのほとんどは混雑した2 4GHz帯でも動作しますしかしそれらの製品はワイヤレス接続を安定させるために周波数帯を切り替える機能は備えていません

F P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションにはもう1つのメリットがありますそれは設計者が通信プロトコルを柔軟に定義 開発できることですWi-Fiの場合プロトコルは標準規格として定義されていますその中では全てのデータパケットで2ウェイのハン

ドシェイクを実行しなければならないと定められています各データパケットについては各パケットに含まれる512バイトの全てを問題なく受信したことを確認する必要がありますもし1バイトでも失われていたら512バイトの全てを再び送信しなければなりません 8

確かにこのようなプロトコルであればデータの信頼性を高めることができますしかしワイヤレスのデータリンクを再確立するには複雑な処理を行わなければならず相応の時間がかかります例えばT C P I Pは遅延が大きくビデオの伝送や制御をリアルタイムで行うことは困難ですこのことが原因でT C P I Pを利用するUAVは墜落の危険にさらされる可能性がありますそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたS D Rソリューションは1ウェイのデータストリームを採用していますつまり空中に浮かんでいるドローンからビデオ信号をテレビ放送のように送信できるということです実際リアルタイムのビデオ伝送を目標とするのであればパケットを再送する時間は許容できません

またWi-F iでは多くのアプリケーションに対して適切なレベルのセキュリティが提供されるわけではありませんそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションでは暗号化用のアルゴリズムとユーザーが定義可能なプロトコルを利用することによりセキュリティ面での脅威をかなり抑えることができます

さらに1ウェイのデータストリーム配信であれば-Wi - F iの 2～ 3倍の通信距離に対応可能です 8 S D Rが提供する柔軟性によってデジタル変復調の調整を行うことで距離の要件を満たすことができますまた複雑な放射環境に応じてSN比を変更するように調整を行うことも可能です

まとめ

本稿ではF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションによって高精細のワイヤレスビデオ伝送を実現する場合に重要な意味を持つパラメータについて説明しましたこのソリューションを利用すれば俊敏な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングによって安定性と信頼性の高いワイヤレスリンクを確立できますまた複雑化が進む伝送路における放射の影響を抑え墜落の可能性を低減することが可能になります加えてこのソリューションでは通信リンクの確立時間を短縮し遅延を抑えた接続を実現するために1ウェイの通信プロトコルを使用することができますこれにより柔軟性が高まります農業や電力線の検査サーベイランス（調査監視）といった産業用 民生用アプリケーションで成功を収めるには安定性と信頼性が高くセキュアな通信を実現することが不可欠です

参考文献

1 アナログデバイセズが提供するソフトウェア無線ソリューションAnalog Devices2 AD9361 データシートAnalog Devices3 AD9364 データシートAnalog Devices4 Ken Genti leアプリケーションノート AN-922「Dig-i ta l Pulse-Shaping Fi l te r Bas ics（デジタルパルス整形フィルタの基本）」Analog Devices

Analog Dialogue Volume 51 Number 16

上に示した式から次式を導くことができます

［RF占有信号帯域幅］= ［圧縮データレート］

［各シンボルで伝送されるビット数］

times (1 + α)

この式から表2にまとめたようにRF占有信号帯域幅を求めることができます

表 2 異なる変調次数に対するRF占有信号帯域幅

（α=025）

方式

圧縮デー

タレート

〔Mbps〕

QPSKの 信号帯域幅

〔MHz〕

16QAMの

信号帯域幅

〔MHz〕

64QAMの

信号帯域幅

〔MHz〕

VGA 22 1375 06875 04583

720p 66 41250 20625 13750

1080p 149 93125 46563 31042

2k 170 106250 53125 35417

4k 637 398125 199063 132708

AD9361AD9364の最大信号帯域幅は56MHzです両製品は表2に示す全てのビデオ伝送方式だけでなくより高いフレームレートにも対応します変調の次数を上げると占有帯域幅は狭くなりシンボルにおけるビット当たりの情報量は増加しますただし正しく復調を行うためには高いSN比が必要になります

通信距離とトランスミッタのパワー

U AVなどのアプリケーションでは最大通信距離が非常に重要なパラメータになりますそれほど長い通信距離は求められないケースもありますがそうした場合でも通信が遮断されないことが非常に重要になります信号は（自由空間での減衰とは別に）酸素や水などの障害物によって減衰する可能性があります

図6に示したのはワイヤレス通信チャンネルにおける損失のモデルです

通常レシーバの感度はトランスミッタからの情報を復調またはリカバーするために必要な最小入力信号S min

として定義されますレシーバの感度が得られたら以下に示すようにいくつかの仮定に基いて最大通信距離を算出することができます

Smin = 10log(kT0B) + NF + min = ndash174 dBm + 10logB + NF + minSN( ) S

N( )ここで各変数の意味は以下のとおりです

（SN）min信号を処理するために必要な最小のSN比

NFレシーバのノイズ指数

kボルツマン定数（138 times 10 ndash23 jou le k）

T 0レシーバの入力部の絶対温度（ケルビン温度）

Bレシーバの帯域幅（単位はHz）

（S N） m i nは変復調の次数によって異なりますS N比が同じである場合変調次数の低い方がシンボルエラーは少なくなりますシンボルエラーが同等である場合変調次数が高い方が復調するためにより高いSN比を必要としますトランスミッタがレシーバからかなり離れている場合には信号が弱くなりますしたがってそのS N比では高次の復調に対応できないということが起こりますトランスミッタを稼働させたままあるビデオ方式で同じデータレートを維持するためにはベースバンド部において帯域幅の拡張と引き換えに変調の次数を下げるべきですそうすることで受信した画像が不鮮明にならないようにします幸いデジタル変復調の機能を備えるSDRでは変調方式を変更することが可能です先述した分析内容はトランスミッタのRFパワーが一定であるという仮定に基づいていますアンテナのゲインを変えずにRF送信パワーを大きくするとレシーバの感度を高めなくてもより遠くで信号を受信できますただし最大送信パワーについてはF CCCEの放射に関する規格に準拠しなければなりません

また通信距離はキャリア周波数に依存します波が空間を伝搬する際には分散による損失が生じます自由空間における損失は次式によって求められます

Afs = 20log = 20log4Rλ( ) 4Rf

C( )ここでRは距離 λは波長 fは周波数Cは光速ですこの式から自由空間において通信距離が一定だとすると周波数が高いほど損失が大きくなることがわかります例えば通信距離が同じであるとするとキャリア周波数が5 8GHzの場合の減衰は同2 4GHzの場合と比べて766dB以上大きくなります

［全体のチャンネル損失］ = Afs + Lprop + Lmulti

Afs Aprop L multi

トランスミッタ

トランスミッタのアンテナ

レシーバのアンテナ

自由空間での減衰 水蒸気 雨による

損失

大気中での損失 反射信号

酸素による吸収

マルチパスによる損失

レシーバ

図 6 ワイヤレス通信チャンネルにおける損失のモデル 5

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 7

RF周波数とスイッチング

A D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4は7 0 M H z～6 G H zの周波数範囲に対応しています具体的にどの周波数を使用するかはプログラムによって選択可能ですこのような周波数範囲に対応していることから 1 4 G H z 2 4 G H z 5 8 G H zな ど 免 許 が 必 要 不 要 な 周 波 数 を 含 む ほ と ん ど のNLOS（Non Line-of -Sight見通し外）周波数アプリケーションで利用できます

2 4GHzの周波数帯はWi-F iBlue too th IoT（ In t e r-ne t of Things）向けの短距離通信に広く使用されており非常に混雑していますこの周波数帯をワイヤレスビデオ伝送と制御信号の通信に使用すると信号が干渉したり不安定になったりする可能性が高まります言うまでもなくこれはUAVにとって望ましいことではなく危険な状態に陥る可能性がありますそこで使用されるのが周波数スイッチングという手法ですこれは干渉などが生じないクリーンな周波数を使える状態を維持することでデータや制御信号の通信を信頼性の高い状態に保つというものですトランスミッタは周波数帯が混雑していることを感知したら他の周波数帯を使用するように自動的に切り替えを行います例えば近接する周波数を使用して運用されている2機のUAVは互いの通信に対して干渉を及ぼしますその場合自動的にL O（局部発振）周波数を切り替えて周波数帯を選択し直すことにより安定したワイヤレスリンクを維持することができます稼働中にキャリア周波数やチャンネルを柔軟に選択できる機能はハイエンドのUAVにふさわしいものだと言えます

周波数ホッピング

電子対抗手段（ECMElec t ronic Countermeasures）では高速周波数ホッピングが広く使用されていますこれも干渉を回避する手段として有用です通常周波数ホッピングを行う場合には一連の処理を実施した後にフェーズロックループ（PLL）を再ロックする必要がありますその際には周波数に関するレジスタへの書き込み時間VCO（電圧制御発振器）のキャリブレーション時間PLLロック時間が必要になりますそのため周波数ホッピングには数百μs程度の時間がかかります図7はトランスミッタのLO周波数を81669MHzから80203MHzにホッピングする例を示したものです通常AD9361は周波数を変更可能なモードで使用されますトランスミッタのR F出力周波数は1 0 M H zの周波数を基準として 8 1 4 6 9 M H zから 8 0 0 0 3 M H zにジャンプします周波数ホッピングにかかる時間は図7に示すようにシグナルソースアナライザ（Keysight Tech-n o l o g i e s社の「E 5 0 5 2 B」）を使うことでテストできます図 7（ b）の結果からV C OのキャリブレーションとP L Lのロックにかかる時間は約5 0 0 μ sですこのようにシグナルソースアナライザを使えばPLLの過渡応答を捉えることができます図 7（ a）は広帯域モードにおける過渡応答の測定結果です図7（b）と図7（d）は周波数ホッピングによる周波数および位相の過渡応答をかなり高い解像度で示したものです 6図 7（c）は出力パワーの応答を表しています

(a) (b)

(c) (d)

図 7 8 0 4 5 M H zから8 0 2 M H zへの 周波数ホッピングには 5 0 0 μ sかかる

周 波 数 ホ ッ ピ ン グ を 使 用 す る ア プ リ ケ ー シ ョ ン では 5 0 0 μ s と い う の は 非 常 に 長 い 時 間 で す そ こでAD9361 AD9364には通常よりも高速な周波数ホッピングを実現するための高速ロックモードが用意されていますこのモードではシンセサイザに関する一連のプログラミング情報（プロファイルと呼ばれます）を自身のレジスタまたはベースバンドプロセッサのメモリ領域に保存することによって高速化が実現されます図8に示したのは高速ロックモードを使用して8 8 2 M H zから8 0 2 M H zへの周波数ホッピングを実行した時のテスト結果です図 8（ d）の位相応答を見ると必要な時間が 2 0 μ s以下に抑えられていることがわかりますなお位相を表す曲線は802MHzの位相を基準にしてプロットした結果です周波数情報とキャリブレーション結果がプロファイルに保存されていることからSPI（Ser ia l Per iphera l In te r face）による書き込み時間とVCOのキャリブレーション時間はこのモードでは排除されます図8（b）はAD9361 AD9364の高速周波数ホッピング機能の様子を表しています

(a) (b)

(c) (d)

図 8 高速ロックモードでは2 0 μ s以内で 8 8 2 M H zから

8 0 2 M H zまでの周波数ホッピングを実行できる

Analog Dialogue Volume 51 Number 18

OFDMに対応する物理層

O F D Mは変調方式の1つですこの方式では高いデータレートで変調されたストリームを低速に変調されたサブキャリアに分割しますサブキャリアとしては近接する狭い帯域が使用されますこのような処理を行うことにより周波数フェージングに対する感度を下げることができますこの方式の短所はPAPR（Peak to Average Power Rat io）が高いこととキャリアのオフセットとドリフトに対して感度が高くなることですO F D Mは広帯域ワイヤレス通信の物理層で広く採用されていますOFDMを実現するための主要な技術としては I F F T F F T周波数同期サンプリング時間同期シンボル フレーム同期などが挙げられます IFFTF F TはF P G Aによってできるだけ高速に実行できるようにすべきですまたサブキャリアの間隔を決めることも非常に重要な要素になりますその間隔は通信機能を備える移動体が周波数のドップラーシフトに十分に耐えられるように大きく設定したいところですしかしスペクトル効率を高めるために限られた周波数帯域内でより多くのシンボルを送信できるようにするためにはサブキャリアの間隔は小さく設定しなければなりませんエンコーディング技術とOFDM変調を組み合わせていることを指してCOFDM（coded OFDM）という用語が使われることがありますCOFDMは信号の減衰に対する高い耐性を備えていますまた前方誤り訂正（FEC）を適用することも可能ですそのためCOFDMを利用すれば移動体からビデオ信号を適切に送信できるようになりますエンコーディングを行うには信号の帯域幅を広くとる必要がありますがトレードオフを行う価値があると言えます

集積度の高いアナログデバイセズのR FトランシーバICにThe MathWorks社のモデルベース設計ツール 自動コード生成ツールと X i l i n x社の強力な「 Z y n q -7000 Al l Programmable SoC」を組み合わせれば従来に比べSDRシステムの設計検証テスト実装を効率的に行えるようになりますその結果無線システムの高性能化と開発期間の短縮を両立することが可能になります 7

Wi-Fiは最善の解なのか

Wi-F iを搭載したドローンは携帯電話やノート型パソコンといったモバイル機器に対し無線によって非常に簡単に接続することができますそのためWi-F iはドローンを非常に使いやすくする技術だと言えるでしょうしかしU AVアプリケーションにおけるワイヤレスビデオ伝送についてはF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションを利用する場合の方がWi-F iを使用する場合よりも多くのメリットを得ることができますまず物理層についてはAD9361 AD9364を採用すれば迅速な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングを利用することで干渉を防止することできます集積度の高いWi-Fiチップのほとんどは混雑した2 4GHz帯でも動作しますしかしそれらの製品はワイヤレス接続を安定させるために周波数帯を切り替える機能は備えていません

F P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションにはもう1つのメリットがありますそれは設計者が通信プロトコルを柔軟に定義 開発できることですWi-Fiの場合プロトコルは標準規格として定義されていますその中では全てのデータパケットで2ウェイのハン

ドシェイクを実行しなければならないと定められています各データパケットについては各パケットに含まれる512バイトの全てを問題なく受信したことを確認する必要がありますもし1バイトでも失われていたら512バイトの全てを再び送信しなければなりません 8

確かにこのようなプロトコルであればデータの信頼性を高めることができますしかしワイヤレスのデータリンクを再確立するには複雑な処理を行わなければならず相応の時間がかかります例えばT C P I Pは遅延が大きくビデオの伝送や制御をリアルタイムで行うことは困難ですこのことが原因でT C P I Pを利用するUAVは墜落の危険にさらされる可能性がありますそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたS D Rソリューションは1ウェイのデータストリームを採用していますつまり空中に浮かんでいるドローンからビデオ信号をテレビ放送のように送信できるということです実際リアルタイムのビデオ伝送を目標とするのであればパケットを再送する時間は許容できません

またWi-F iでは多くのアプリケーションに対して適切なレベルのセキュリティが提供されるわけではありませんそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションでは暗号化用のアルゴリズムとユーザーが定義可能なプロトコルを利用することによりセキュリティ面での脅威をかなり抑えることができます

さらに1ウェイのデータストリーム配信であれば-Wi - F iの 2～ 3倍の通信距離に対応可能です 8 S D Rが提供する柔軟性によってデジタル変復調の調整を行うことで距離の要件を満たすことができますまた複雑な放射環境に応じてSN比を変更するように調整を行うことも可能です

まとめ

本稿ではF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションによって高精細のワイヤレスビデオ伝送を実現する場合に重要な意味を持つパラメータについて説明しましたこのソリューションを利用すれば俊敏な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングによって安定性と信頼性の高いワイヤレスリンクを確立できますまた複雑化が進む伝送路における放射の影響を抑え墜落の可能性を低減することが可能になります加えてこのソリューションでは通信リンクの確立時間を短縮し遅延を抑えた接続を実現するために1ウェイの通信プロトコルを使用することができますこれにより柔軟性が高まります農業や電力線の検査サーベイランス（調査監視）といった産業用 民生用アプリケーションで成功を収めるには安定性と信頼性が高くセキュアな通信を実現することが不可欠です

参考文献

1 アナログデバイセズが提供するソフトウェア無線ソリューションAnalog Devices2 AD9361 データシートAnalog Devices3 AD9364 データシートAnalog Devices4 Ken Genti leアプリケーションノート AN-922「Dig-i ta l Pulse-Shaping Fi l te r Bas ics（デジタルパルス整形フィルタの基本）」Analog Devices

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 7

RF周波数とスイッチング

A D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4は7 0 M H z～6 G H zの周波数範囲に対応しています具体的にどの周波数を使用するかはプログラムによって選択可能ですこのような周波数範囲に対応していることから 1 4 G H z 2 4 G H z 5 8 G H zな ど 免 許 が 必 要 不 要 な 周 波 数 を 含 む ほ と ん ど のNLOS（Non Line-of -Sight見通し外）周波数アプリケーションで利用できます

2 4GHzの周波数帯はWi-F iBlue too th IoT（ In t e r-ne t of Things）向けの短距離通信に広く使用されており非常に混雑していますこの周波数帯をワイヤレスビデオ伝送と制御信号の通信に使用すると信号が干渉したり不安定になったりする可能性が高まります言うまでもなくこれはUAVにとって望ましいことではなく危険な状態に陥る可能性がありますそこで使用されるのが周波数スイッチングという手法ですこれは干渉などが生じないクリーンな周波数を使える状態を維持することでデータや制御信号の通信を信頼性の高い状態に保つというものですトランスミッタは周波数帯が混雑していることを感知したら他の周波数帯を使用するように自動的に切り替えを行います例えば近接する周波数を使用して運用されている2機のUAVは互いの通信に対して干渉を及ぼしますその場合自動的にL O（局部発振）周波数を切り替えて周波数帯を選択し直すことにより安定したワイヤレスリンクを維持することができます稼働中にキャリア周波数やチャンネルを柔軟に選択できる機能はハイエンドのUAVにふさわしいものだと言えます

周波数ホッピング

電子対抗手段（ECMElec t ronic Countermeasures）では高速周波数ホッピングが広く使用されていますこれも干渉を回避する手段として有用です通常周波数ホッピングを行う場合には一連の処理を実施した後にフェーズロックループ（PLL）を再ロックする必要がありますその際には周波数に関するレジスタへの書き込み時間VCO（電圧制御発振器）のキャリブレーション時間PLLロック時間が必要になりますそのため周波数ホッピングには数百μs程度の時間がかかります図7はトランスミッタのLO周波数を81669MHzから80203MHzにホッピングする例を示したものです通常AD9361は周波数を変更可能なモードで使用されますトランスミッタのR F出力周波数は1 0 M H zの周波数を基準として 8 1 4 6 9 M H zから 8 0 0 0 3 M H zにジャンプします周波数ホッピングにかかる時間は図7に示すようにシグナルソースアナライザ（Keysight Tech-n o l o g i e s社の「E 5 0 5 2 B」）を使うことでテストできます図 7（ b）の結果からV C OのキャリブレーションとP L Lのロックにかかる時間は約5 0 0 μ sですこのようにシグナルソースアナライザを使えばPLLの過渡応答を捉えることができます図 7（ a）は広帯域モードにおける過渡応答の測定結果です図7（b）と図7（d）は周波数ホッピングによる周波数および位相の過渡応答をかなり高い解像度で示したものです 6図 7（c）は出力パワーの応答を表しています

(a) (b)

(c) (d)

図 7 8 0 4 5 M H zから8 0 2 M H zへの 周波数ホッピングには 5 0 0 μ sかかる

周 波 数 ホ ッ ピ ン グ を 使 用 す る ア プ リ ケ ー シ ョ ン では 5 0 0 μ s と い う の は 非 常 に 長 い 時 間 で す そ こでAD9361 AD9364には通常よりも高速な周波数ホッピングを実現するための高速ロックモードが用意されていますこのモードではシンセサイザに関する一連のプログラミング情報（プロファイルと呼ばれます）を自身のレジスタまたはベースバンドプロセッサのメモリ領域に保存することによって高速化が実現されます図8に示したのは高速ロックモードを使用して8 8 2 M H zから8 0 2 M H zへの周波数ホッピングを実行した時のテスト結果です図 8（ d）の位相応答を見ると必要な時間が 2 0 μ s以下に抑えられていることがわかりますなお位相を表す曲線は802MHzの位相を基準にしてプロットした結果です周波数情報とキャリブレーション結果がプロファイルに保存されていることからSPI（Ser ia l Per iphera l In te r face）による書き込み時間とVCOのキャリブレーション時間はこのモードでは排除されます図8（b）はAD9361 AD9364の高速周波数ホッピング機能の様子を表しています

(a) (b)

(c) (d)

図 8 高速ロックモードでは2 0 μ s以内で 8 8 2 M H zから

8 0 2 M H zまでの周波数ホッピングを実行できる

Analog Dialogue Volume 51 Number 18

OFDMに対応する物理層

O F D Mは変調方式の1つですこの方式では高いデータレートで変調されたストリームを低速に変調されたサブキャリアに分割しますサブキャリアとしては近接する狭い帯域が使用されますこのような処理を行うことにより周波数フェージングに対する感度を下げることができますこの方式の短所はPAPR（Peak to Average Power Rat io）が高いこととキャリアのオフセットとドリフトに対して感度が高くなることですO F D Mは広帯域ワイヤレス通信の物理層で広く採用されていますOFDMを実現するための主要な技術としては I F F T F F T周波数同期サンプリング時間同期シンボル フレーム同期などが挙げられます IFFTF F TはF P G Aによってできるだけ高速に実行できるようにすべきですまたサブキャリアの間隔を決めることも非常に重要な要素になりますその間隔は通信機能を備える移動体が周波数のドップラーシフトに十分に耐えられるように大きく設定したいところですしかしスペクトル効率を高めるために限られた周波数帯域内でより多くのシンボルを送信できるようにするためにはサブキャリアの間隔は小さく設定しなければなりませんエンコーディング技術とOFDM変調を組み合わせていることを指してCOFDM（coded OFDM）という用語が使われることがありますCOFDMは信号の減衰に対する高い耐性を備えていますまた前方誤り訂正（FEC）を適用することも可能ですそのためCOFDMを利用すれば移動体からビデオ信号を適切に送信できるようになりますエンコーディングを行うには信号の帯域幅を広くとる必要がありますがトレードオフを行う価値があると言えます

集積度の高いアナログデバイセズのR FトランシーバICにThe MathWorks社のモデルベース設計ツール 自動コード生成ツールと X i l i n x社の強力な「 Z y n q -7000 Al l Programmable SoC」を組み合わせれば従来に比べSDRシステムの設計検証テスト実装を効率的に行えるようになりますその結果無線システムの高性能化と開発期間の短縮を両立することが可能になります 7

Wi-Fiは最善の解なのか

Wi-F iを搭載したドローンは携帯電話やノート型パソコンといったモバイル機器に対し無線によって非常に簡単に接続することができますそのためWi-F iはドローンを非常に使いやすくする技術だと言えるでしょうしかしU AVアプリケーションにおけるワイヤレスビデオ伝送についてはF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションを利用する場合の方がWi-F iを使用する場合よりも多くのメリットを得ることができますまず物理層についてはAD9361 AD9364を採用すれば迅速な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングを利用することで干渉を防止することできます集積度の高いWi-Fiチップのほとんどは混雑した2 4GHz帯でも動作しますしかしそれらの製品はワイヤレス接続を安定させるために周波数帯を切り替える機能は備えていません

F P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションにはもう1つのメリットがありますそれは設計者が通信プロトコルを柔軟に定義 開発できることですWi-Fiの場合プロトコルは標準規格として定義されていますその中では全てのデータパケットで2ウェイのハン

ドシェイクを実行しなければならないと定められています各データパケットについては各パケットに含まれる512バイトの全てを問題なく受信したことを確認する必要がありますもし1バイトでも失われていたら512バイトの全てを再び送信しなければなりません 8

確かにこのようなプロトコルであればデータの信頼性を高めることができますしかしワイヤレスのデータリンクを再確立するには複雑な処理を行わなければならず相応の時間がかかります例えばT C P I Pは遅延が大きくビデオの伝送や制御をリアルタイムで行うことは困難ですこのことが原因でT C P I Pを利用するUAVは墜落の危険にさらされる可能性がありますそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたS D Rソリューションは1ウェイのデータストリームを採用していますつまり空中に浮かんでいるドローンからビデオ信号をテレビ放送のように送信できるということです実際リアルタイムのビデオ伝送を目標とするのであればパケットを再送する時間は許容できません

またWi-F iでは多くのアプリケーションに対して適切なレベルのセキュリティが提供されるわけではありませんそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションでは暗号化用のアルゴリズムとユーザーが定義可能なプロトコルを利用することによりセキュリティ面での脅威をかなり抑えることができます

さらに1ウェイのデータストリーム配信であれば-Wi - F iの 2～ 3倍の通信距離に対応可能です 8 S D Rが提供する柔軟性によってデジタル変復調の調整を行うことで距離の要件を満たすことができますまた複雑な放射環境に応じてSN比を変更するように調整を行うことも可能です

まとめ

本稿ではF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションによって高精細のワイヤレスビデオ伝送を実現する場合に重要な意味を持つパラメータについて説明しましたこのソリューションを利用すれば俊敏な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングによって安定性と信頼性の高いワイヤレスリンクを確立できますまた複雑化が進む伝送路における放射の影響を抑え墜落の可能性を低減することが可能になります加えてこのソリューションでは通信リンクの確立時間を短縮し遅延を抑えた接続を実現するために1ウェイの通信プロトコルを使用することができますこれにより柔軟性が高まります農業や電力線の検査サーベイランス（調査監視）といった産業用 民生用アプリケーションで成功を収めるには安定性と信頼性が高くセキュアな通信を実現することが不可欠です

参考文献

1 アナログデバイセズが提供するソフトウェア無線ソリューションAnalog Devices2 AD9361 データシートAnalog Devices3 AD9364 データシートAnalog Devices4 Ken Genti leアプリケーションノート AN-922「Dig-i ta l Pulse-Shaping Fi l te r Bas ics（デジタルパルス整形フィルタの基本）」Analog Devices

Analog Dialogue Volume 51 Number 18

OFDMに対応する物理層

O F D Mは変調方式の1つですこの方式では高いデータレートで変調されたストリームを低速に変調されたサブキャリアに分割しますサブキャリアとしては近接する狭い帯域が使用されますこのような処理を行うことにより周波数フェージングに対する感度を下げることができますこの方式の短所はPAPR（Peak to Average Power Rat io）が高いこととキャリアのオフセットとドリフトに対して感度が高くなることですO F D Mは広帯域ワイヤレス通信の物理層で広く採用されていますOFDMを実現するための主要な技術としては I F F T F F T周波数同期サンプリング時間同期シンボル フレーム同期などが挙げられます IFFTF F TはF P G Aによってできるだけ高速に実行できるようにすべきですまたサブキャリアの間隔を決めることも非常に重要な要素になりますその間隔は通信機能を備える移動体が周波数のドップラーシフトに十分に耐えられるように大きく設定したいところですしかしスペクトル効率を高めるために限られた周波数帯域内でより多くのシンボルを送信できるようにするためにはサブキャリアの間隔は小さく設定しなければなりませんエンコーディング技術とOFDM変調を組み合わせていることを指してCOFDM（coded OFDM）という用語が使われることがありますCOFDMは信号の減衰に対する高い耐性を備えていますまた前方誤り訂正（FEC）を適用することも可能ですそのためCOFDMを利用すれば移動体からビデオ信号を適切に送信できるようになりますエンコーディングを行うには信号の帯域幅を広くとる必要がありますがトレードオフを行う価値があると言えます

集積度の高いアナログデバイセズのR FトランシーバICにThe MathWorks社のモデルベース設計ツール 自動コード生成ツールと X i l i n x社の強力な「 Z y n q -7000 Al l Programmable SoC」を組み合わせれば従来に比べSDRシステムの設計検証テスト実装を効率的に行えるようになりますその結果無線システムの高性能化と開発期間の短縮を両立することが可能になります 7

Wi-Fiは最善の解なのか

Wi-F iを搭載したドローンは携帯電話やノート型パソコンといったモバイル機器に対し無線によって非常に簡単に接続することができますそのためWi-F iはドローンを非常に使いやすくする技術だと言えるでしょうしかしU AVアプリケーションにおけるワイヤレスビデオ伝送についてはF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションを利用する場合の方がWi-F iを使用する場合よりも多くのメリットを得ることができますまず物理層についてはAD9361 AD9364を採用すれば迅速な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングを利用することで干渉を防止することできます集積度の高いWi-Fiチップのほとんどは混雑した2 4GHz帯でも動作しますしかしそれらの製品はワイヤレス接続を安定させるために周波数帯を切り替える機能は備えていません

F P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたソリューションにはもう1つのメリットがありますそれは設計者が通信プロトコルを柔軟に定義 開発できることですWi-Fiの場合プロトコルは標準規格として定義されていますその中では全てのデータパケットで2ウェイのハン

ドシェイクを実行しなければならないと定められています各データパケットについては各パケットに含まれる512バイトの全てを問題なく受信したことを確認する必要がありますもし1バイトでも失われていたら512バイトの全てを再び送信しなければなりません 8

確かにこのようなプロトコルであればデータの信頼性を高めることができますしかしワイヤレスのデータリンクを再確立するには複雑な処理を行わなければならず相応の時間がかかります例えばT C P I Pは遅延が大きくビデオの伝送や制御をリアルタイムで行うことは困難ですこのことが原因でT C P I Pを利用するUAVは墜落の危険にさらされる可能性がありますそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1を組み合わせたS D Rソリューションは1ウェイのデータストリームを採用していますつまり空中に浮かんでいるドローンからビデオ信号をテレビ放送のように送信できるということです実際リアルタイムのビデオ伝送を目標とするのであればパケットを再送する時間は許容できません

またWi-F iでは多くのアプリケーションに対して適切なレベルのセキュリティが提供されるわけではありませんそれに対しF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションでは暗号化用のアルゴリズムとユーザーが定義可能なプロトコルを利用することによりセキュリティ面での脅威をかなり抑えることができます

さらに1ウェイのデータストリーム配信であれば-Wi - F iの 2～ 3倍の通信距離に対応可能です 8 S D Rが提供する柔軟性によってデジタル変復調の調整を行うことで距離の要件を満たすことができますまた複雑な放射環境に応じてSN比を変更するように調整を行うことも可能です

まとめ

本稿ではF P G AとA D 9 3 6 1 A D 9 3 6 4を組み合わせたソリューションによって高精細のワイヤレスビデオ伝送を実現する場合に重要な意味を持つパラメータについて説明しましたこのソリューションを利用すれば俊敏な周波数スイッチングと高速周波数ホッピングによって安定性と信頼性の高いワイヤレスリンクを確立できますまた複雑化が進む伝送路における放射の影響を抑え墜落の可能性を低減することが可能になります加えてこのソリューションでは通信リンクの確立時間を短縮し遅延を抑えた接続を実現するために1ウェイの通信プロトコルを使用することができますこれにより柔軟性が高まります農業や電力線の検査サーベイランス（調査監視）といった産業用 民生用アプリケーションで成功を収めるには安定性と信頼性が高くセキュアな通信を実現することが不可欠です

参考文献

1 アナログデバイセズが提供するソフトウェア無線ソリューションAnalog Devices2 AD9361 データシートAnalog Devices3 AD9364 データシートAnalog Devices4 Ken Genti leアプリケーションノート AN-922「Dig-i ta l Pulse-Shaping Fi l te r Bas ics（デジタルパルス整形フィルタの基本）」Analog Devices

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 9

著者

Wei Zhou（WeiZhouanalogcom）はアナログデバイセズのアプリケーションエンジニアです主にワイヤレスビデオ伝送やワイヤレス通信向けのRFトランシーバ製品とアプリケーションの設計 開発をサポートしています中国 北京にあるアナログデバイセズの中央アプリケーションセンターで5年間にわたってDDSPLL高速DACADCクロックなどの製品を担当してきました2006年に中国 武漢にある武漢大学で学士号を取得し2009年に中国 北京にある中国科学院で修士号を取得しています2009年から2011年までは航空宇宙技術に関連する企業でR F マイクロ波に対応する回路やシステムの設計技術者として勤務していました

Wei Zhou

5 Scot t R Bul lock「Transce iver and Sys tem Des ign for Dig i ta l Communica t ions 4 th ed i t ion（デジタル通信用のトランシーバとシステムの設計 第4版）」SciTech Pub-l i sh ing Edison NJ2014年6 E 5 0 5 2 B「S i g n a l S o u r c e A n a l y z e r A d v a n c e d P h a s e Noise and Trans ien t Measurement Techniques（シグナルソースアナライザ「E5052B」位相ノイズと過渡的事象の高度な計測技術）」Agi len t2007年

7 D i P u A n d r e i C o z m a To m H i l l「製造までの4つのステップモデルベース設計で実現するソフトウェア無線Part 1ADIXil inx社のSDR向けラピッドプロトタイピング用プラットフォーム――その機能メリット開発ツールについて学ぶ」Analog Dia logue 49-098 John Locke「Compar ing the DJI Phantom 4rsquos Light -br idge vs Yuneec Typhoon Hrsquos Wi-Fi （DJI Phantom 4のLigh tb r idgeとYuneec Typhoon HのWi-F iの比較）」Drone Compares

Analog Dialogue Volume 51 Number 110

Wei Zhou

SiPを採用したデータアクイジション用IC

高精度のシグナルチェーンの実装密度を向上著者Ryan Curran

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力 広帯域幅 高入力インピーダンスのドライバ（ADCドライバ）低消費電力で安定性の高いリファレンス用のバッファ（リファレンスバッファ）高効率な電源管理ブロックを内蔵していますこれらシグナルチェーン用のコンポーネントがS i P技術によりデータアクイジション用のサブシステムとして統合されています

A D A Q 7 9 8 xはパッケージが 5 m m times 4 m mという小型のLGAですこの新たなスタイルのデバイスはデータアクイジションシステムの設計プロセスの簡素化に貢献しますADAQ798xで採用しているようなレベルでシステムの統合を図れば設計上の多くの問題が解決されますそれに加えA D A Q 7 9 8 xは構成が可能なA D Cドライバを内蔵しているため高い柔軟性も得られます例えばニーズに応じてゲインやコモンモードの調整が行えるといった具合です4種の電源電圧を使用することにより最高のシステム性能が得られますがデバイスの性能への影響を最小限に抑えつつ単電源で動作させることも可能ですADAQ798xは広範な分野のアプリケーションに対応できるだけの柔軟性を備えていますその一方で高いレベルでの統合も実現されています

ADAQ798xを開発するに当たりアナログデバイセズは設計上の問題の解決方法を見極めるためによくある設計ミスについて分析を行いましたその結果シグナルチェーンのレベルで生じる設計ミスは主にSAR ADCのリファレンス入力とアナログ入力という2つの部分に集中していることがわかりましたこれらの設計ミスの多くはAD変換性能に重大な影響を及ぼす周辺回路に関連するものでしたリファレンスの部分でよくあるミスとしてはリファレンス用のバイパスコンデンサの配置 レイアウトやサイズが不適切リファレンスソースの駆動能力が不十分リファレンスソースによって生じるノイズのスペクトル密度が過大といったことが挙げられますリファレンス部における不適切な設計はAD変換で誤差が生じる原因になる可能性がありますまたADCのアナログ入力部で見られる設計上の一般的な問題としてはA D Cドライバの選択を誤るA D Cとドライバの間に配置するフィルタの帯域幅を不適切な値に設定してしまうフィルタで使用するコンデンサの誘電物質の選択を誤るといったことが挙げられますこのようなシステムレベルの設計上の問題が組み合わさるとADCの変換性能が深刻なレベルまで低下してしまう可能性がありますADAQ798xの開発中にはこれらの問題への対処を目的としてさまざまな選択を行いました

先述したようにSAR ADCをベースとする変換システムにおいてデータシートに記載された性能を達成するには設計を行う際にいくつかの事柄について考慮しなければなりませんSAR ADCのリファレンスソースとアナログ入力ソースの特性は変換用のシグナルチェーンの設計を適切に行ううえで非常に重要です

具体的な用途が何であるかにかかわらず高精度のデータアクイジションシステムに対しては共通のニーズがありますそれは性能を維持したままシグナルチェーンの実装密度を高めることです多くのアプリケーションではADC-per-channe lのアプローチへの移行が進んでいますまたフォームファクタを変更することなく搭載するチャンネル数を増やそうという動きも加速していますそのためデータアクイジション用シグナルチェーンの設計者の多くはチャンネル密度に対して大きな関心を寄せていますさらに高精度のICの使い勝手を改善しデータシートに記載された性能をより容易に実現できるようにしてほしいという要望も高まっていますこれらの課題を解決するためにシグナルチェーン向けの I C製品としてS i P（S y s t e m i n Package）技術を適用したサブシステムが開発されるケースが増えています

サブシステムに関する上記の戦略に即しアナログデバイセズ（A D I）が開発した初のデータアクイジション用デバイスファミリーが「 A D A Q 7 9 8 x」ですA D A Q 7 9 8 xは分解能が 1 6ビットのA Dコンバータ（ADC）をベースとしたサブシステム製品です信号処理 コンディショニングに使用する4つの一般的な回路ブロックをS i P品として統合しておりさまざまなアプリケーションに対応することができますこの製品は最も重要な受動部品も内蔵していることからSAR（逐次比較型） A D Cを利用した従来のシグナルチェーンにおける設計上の問題の多くが排除されますそれらの受動部品はADAQ798xの仕様としてうたわれている性能を満たすためには不可欠な要素です

SAR A DCが使われている産業計測通信医療などの分野を見てみるとデータアクイジション用のシグナルチェーンを構成する一部の要素は用途にかかわらず共通していることがわかります逆にいくつかの部分はそれぞれの用途に特化したものとなっていますまた各シグナルチェーンにはさまざまな入力ソースやセンサーのアレイが使われることもわかりますそのため入力信号をADCに送出する前にさまざまなシグナルコンディショニングが適用されます多様な入力ソースが存在することから最大のダイナミックレンジを得るためにはシステムのフルスケールをそれぞれ異なる値に設定しなければなりませんまたリファレンスとしても異なる値が必要になる可能性もありますマルチチャンネルのアプリケーションではフロントエンドにマルチプレクサが配置されます電力の供給方法はアプリケーションに求められる主要な性能に応じて異なりますしかし多くのアプリケーションには共通して使用される部品があります「ADAQ7980」と「ADAQ7988」は「全ての能動部品はアナログデバイセズが提供する」というソリューションの一要素です高精度 低消費電力の16ビットSAR ADCADCの駆動に用いる低消費電

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 11

通常SAR ADCは低インピーダンスのリファレンスソースと容量値が大きく適切に配置されたデカップリングコンデンサを必要としますそのバイパスコンデンサはSAR方式の変換におけるビットトライアルの最中にA D Cが消費した電荷を補充するために使用されますつまり同コンデンサはSAR部のアレイに使用されるADCの外部部品だと考えることができますまたADCは入力を適切にセトリングして求められる分解能を得るために十分なノイズ性能と帯域幅を備えたアナログ入力ソースを必要とします図1にADAQ798xのブロック図を示しました

A DC

REFREF_OUT

LDO_OUT

LDO PD_LDO22 microF10 microF

18 nF

GNDADCN

VDD

IN+

INndash

ADCP

VIOSDISCKSDOCNV

34線インターフェースSPIデイジーチェーン CS

20 Ω

V +

V ndash PD_AMP

PD_REF

図1 A D A Q 7 9 8 xのブロック図

図1が示すようにADAQ798xはリファレンスバッファとそれに対応する 1 0 μ Fのデカップリングコンデンサを備えていますこのデカップリングコンデンサはA D Cのリファレンス入力に近接する理想的な位置に配置されていますこのように配置する目的はデカップリングコンデンサとSAR部のコンデンサアレイの間に存在する全ての寄生インピーダンスを低減することですこの経路のインピーダンスは変換処理の一部としてコンデンサがSARアレイに瞬時に電荷を供給して再分配できるようにできるだけ低くすべきです同様にリファレンスバッファとデカップリングコンデンサの間の配線抵抗も低く抑えられています配線の寸法（長さ太さ）は変換時にゲイン誤差が生じない程度の電圧降下しか発生せずリファレンスバッファを安定に保てる抵抗値になるように決められていますリファレンス信号をバッファリングするために使用するアンプはユニティゲインに設定されています従来SAR ADCのリファレンス入力部ではスイッチドキャパシタが負荷になっていましたがこのユニティゲインのアンプにより外部のリファレンスソースに対して高インピーダンスの入力部が提供されることになりますそのためA D A Q 7 9 8 xを使用する場合には低消費電力でバッファを備えていないリファレンスによってリファレンス入力ピン（REF）を駆動することができますまた高い入力インピーダンスが提供されることからユーザーはプリント回路基板におけるリファレンス入力の位置を柔軟に決めることが可能になりますA D A Q 7 9 8 xは十分に調整されたリファレンスバッファを内蔵するSiP製品ですこれを使用すればリファレンスソースの配置に関する制約も大きく緩和されますリファレンスバッファのみを内蔵しリファレンスソース自体は内蔵していないことからユーザーはリファレンスの値を広い範囲から自由に選択できますまたリファレンスの値を調整することでA D Cをフルスケールの電圧で使用できるためシステムのダイナミックレンジを最大化することが可能になります

A D A Q 7 9 8 xはA D CドライバならびにそれとA D Cの入力部の間に配置するローパスフィルタも備えています求められる性能を得るためにはフィルタの帯域幅を適切に選択することが重要ですこの帯域幅はセトリング時間と高速ADCドライバからの広帯域ノイズに対するフィルタリングの度合いのトレードオフによって決まりますADCの入力ノードに乱れがあるとADCのアクイジション時間内に分解能に対して十分なレベルまでセトリングすることができませんSAR ADCが変換処理を実行している時ADCの入力部は外部の入力ソースから切り離されます変換を実行している間にはADCに対する入力の電位が変動する可能性がありますしかし変換の終了時にはSAR部のコンデンサアレイの電圧は変換の開始時と本質的に同じになりますADCがアクイジション（トラック）モードに戻った時SAR部のコンデンサアレイにロードされた電荷はADCの入力部に現れますその容量は外部のローパスフィルタのコンデンサと並列に存在していることになりますこれらのコンデンサの電圧は異なりますが全てのコンデンサの電圧におけるバランスをとるように電荷の再分配が行われますこれはADCの入力部で電圧ステップとして現れますこの電圧ステップはアクイジション時間の間にセトリングされなければなりませんワーストケースの電圧ステップはADCがフルスケールで変化した時に生じますこのような状況は入力が多重化されたシステムで発生する可能性がありますこの電圧ステップは外部のコンデンサの容量とSAR部の容量の比に対応して減衰しますADAQ798xは1800pFのコンデンサを使用して構成したローパスフィルタを内蔵していますリファレンス電圧が5Vの場合ADCの入力部に現れる最大電圧ステップは次式で求められます

VSTEP = 739 mV= =5 V times CSARCEXT + CSAR

5 V times 27 pF1800 pF + 27 pF

この電圧ステップを290nsの最小アクイジション時間の間にセトリングしなければなりませんそのために必要な時定数はステップの大きさとセトリング誤差の比の自然対数をとることで求められますセトリング誤差の値としては12LSBが選ばれますしたがって時定数の数（number of t ime cons tants）は次式で求められます

［時定数の数］ = ln ln 757= =VSTEPVhalf_LSB

739 mV5 V

216 + 1( ) ( )

時定数の数がわかっている時RC（抵抗 ‐コンデンサ）構成のローパスフィルタの時定数 τは次式によって決まります

［最小アクイジション時間］［時定数の数］τ = = =290 ns

757 383 ns

このτの値を使用することにより次式によってフィルタの帯域幅を決定することができます

［RCフィルタの帯域幅］ = 415 MHz= =12 times times τ

12 times times 383 ns

多少のマージンを加えつつ標準的な値の部品を使用するためにADAQ798xは20Ωの抵抗と1800pFのコンデンサで構成したフィルタを内蔵していますこのフィルタの帯域幅は442MHzですこれによりADCのアクイジション時間の間に起こりうる最大の電圧ステップをセトリングすることができます

Analog Dialogue Volume 51 Number 112

底面図上面図

側面図

208198188

165 REF

036203320302

045040035

030025020

410400390

510500490

1番ピンのコーナー

1

5

612

13

17

18 24

050BSC

010REF

200 REF

300 REF

1番ピンを示すマーク

図 2 A D A Q 7 9 8 xのパッケージの外形図

また計算によって求めたフィルタの帯域幅はノイズに対するフィルタ処理とセトリングの間で行ったトレードオフの着地点でもあります確実にセトリングするために必要でなおかつ最小に近い帯域幅を選択することにより受動型ローパスフィルタによるノイズの削減効果を最大化することができます

SAR ADCがアクイジションモードに戻る際に発生する電圧ステップはフィルタのセトリングを制限する要因になりますただフィルタは1μsの最小変換時間内にマルチプレクサにおけるフルスケールのステップから変化した実際の電圧を十分にセトリングする能力を備えていますフルスケールのステップを12LSBにセトリングするには1178という時定数の数が必要ですこれはN+1の量子化レベルの自然対数をとることによって求められますこのケースであれば2 17つまりは131072というコードです時定数当たり383nsで時定数の数が1178ということは約450nsになりますこれなら変換時間の1μsと比べて全く問題にはなりませんここではマルチプレクサのチャンネルは変換の開始後に直接切り替えられると仮定しています

適切な変換が行えるようにシグナルチェーンの性能を保証するうえではADCドライバの帯域幅も非常に重要な要素となりますユニティゲインではセトリングを制限する要因は電圧ステップですADCがアクイジションモードに戻る際に290ns以内でセトリングする必要がありますしたがってアンプに関しては小信号に対する帯域幅が最も重要な仕様になりますマルチプレクサにおけるフルスケールのステップを最小の変換時間である1μs内にセトリングするためにADCドライバの大信号に対する帯域幅は1μs以内で11 78の時定数の数を達成できるようにしなければなりません

変換用のシグナルチェーンに対しADCドライバが多くのノイズを加えるようなことがあってはなりません

サブシステム全体のノイズ性能はADCのノイズADCドライバのノイズリファレンスバッファのノイズの二乗和（RSS root -sum-square）として求められます大きなバイパスコンデンサによってリファレンス回路の帯域幅が制限されるためリファレンスバッファのノイズはRSSの算出時には無視することができますユニティゲインに設定されたADCドライバにおけるノイズの目標値はADCのノイズの1 3以下になるようにします具体的にはADCドライバの仕様はノイズスペクトル密度が5 2nVradicHzになるように定められていますシステム全体のノイズを求めるにはADCドライバのノイズスペクトル密度を次式によってμV rmsを単位とする値に変換する必要があります

vnrms 137 microV rms=

vnrms［ノイズのゲイン］

［RCフィルタの帯域幅］

times = (1) times times= times enrms times2

52nV

radicHz 442 MHztimes2

A D Cのダイナミックレンジの仕様は 5 Vのリファレンスを使用した場合で 9 2 d B（代表値）となっていますADCのノイズフロアは次式で求められます

［ADCのノイズフロア］ = Vfull-scalerms times 10ndashDR 444 microV rms times 10ndash92= =52radic2

20 20

ADCドライバのノイズフロアは137μV rmsですこれは目標であるADCのノイズの13を下回っていますシステム全体のダイナミックレンジはユニティゲインに設定されたADCドライバのノイズが加わることで92dBから916dBに低下しますADCドライバがシステムのノイズに及ぼす影響は限られています

そのためサンプルレートが低い（つまりアクイジション時間とセトリング時間が長い）アプリケーションではローパスフィルタの帯域幅を変更する必要はありません

Analog Dialogue Volume 51 Number 1 13

能動コンポーネントとオープンな市場で一般的に提供されている受動コンポーネントで構成したものであることを示していますラミネートの配線はインピーダンスを調整しクロストークの影響を除去するように設計されていますこれら全ての設計 組み立て技術を導入した結果個々のコンポーネントを使用して設計する場合と比べてプリント回路上の実装面積を最大で50削減可能な製品を開発することができたのです

図 3 A D A Q 7 9 8 xの3次元アセンブリモデル

ADAQ798xを使用するメリットは実装面積を削減できることだけではありませんシグナルチェーンにおいて求められる性能を得られる可能性が高くなりシステムを再設計するリスクも軽減されます結果的に開発期間を短縮し開発コストを削減することが可能になりますまたシステムにおける部品構成も簡素化されシステムのより多くの部分が1つのデータシートで網羅されるようになりますこのS i P製品は堅牢性が高く産業分野の厳しい環境にも耐えられるように設計されています各種の認証も取得済みですまた優れた品質評価を経て -55～125の温度範囲に対応できることが保証されていますADAQ798xはシグナルチェーンに対して性能面で妥協することなく集積度と柔軟性を優れたバランスで提供します

著者

Ryan Cur ran（ ryan cur rananalog com）はアナログデバイセズの高精度コンバータ部門に所属する製品アプリケーションエンジニアです2005年に入社して以来SAR方式のADCを担当しています米メイン州オロノのメイン大学で電気工学理学士の学位を取得しています現在はマサチューセッツ大学アマースト校のアイゼンバーグスクールオブマネジメントで経営学修士の学位取得を目指しています

Ryan Curran

ユニティゲインのフィルタの帯域幅を狭くすることで期待できる最大の効果は0 4dBのダイナミックレンジの損失を取り戻せることですしかし帯域幅を狭くするためにフィルタの抵抗を大きくするとTHD性能に悪影響が及ぶ可能性がありますまたADCドライバによってより大きな容量性負荷を駆動するのが難しくなるかもしれません追加のフィルタ処理が必要になった場合にはフィルタ処理によるメリットが得られるようにADCドライバを構成することができます

ADAQ798xは25V出力低ノイズCMOSプロセスのLDO（低ドロップアウト）レギュレータを内蔵していますSAR ADC製品の中には許容誤差の少ない25Vの電源を必要とするものがありますその種の製品を使用する場合25Vの電源レールが存在しないシステムではそのADC用に25Vを用意する必要がありますこれに対しADAQ798xはLDOを内蔵しているのでシステムの電源構成を大幅に簡素化できますこのLDOへの入力はA D Cの電源電圧として供給されますA D Cは実際にはLDOの出力によって動作しますこのような構成であることからADAQ798xはより広範な電源電圧を利用できることになりますまたそれによりさらなる簡素化がもたらされます加えてアンプの正電源をLDOの入力として使用することで単電源のシステムを構築できます電源電圧は性能や消費電力が最適化されるように選択することができますさらにADAQ798xはフルパワーダウン機能も備えています電源の構成に柔軟性があることからADAQ798xのユーザーはアプリケーションに応じて最適なトレードオフを行うことができます

ADAQ798xは外形寸法が5mmtimes4mmtimes2mmのパッケージを採用しています4層ラミネートの厚さは0 35mmモールドキャップの厚さは1 65mmですADAQ798xのオーバーモールド封止パッケージでは封止成形される一般的な ICと同様にフルモールドコンパウンドとアンダーフィルが注入されますユーザーには24個の I Oパッドを備えるラミネートLGAとして提供されます図2にADAQ798xのパッケージの外形図を示しました一方図3に示したのは封止成形やモールドコンパウンドのない状態のADAQ798xを表すアセンブリモデルですこの図はADAQ798xがアナログデバイセズの

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036203320302

045040035

030025020

410400390

510500490

1番ピンのコーナー

1

5

612

13

17

18 24

050BSC

010REF

200 REF

300 REF

1番ピンを示すマーク

図 2 A D A Q 7 9 8 xのパッケージの外形図

また計算によって求めたフィルタの帯域幅はノイズに対するフィルタ処理とセトリングの間で行ったトレードオフの着地点でもあります確実にセトリングするために必要でなおかつ最小に近い帯域幅を選択することにより受動型ローパスフィルタによるノイズの削減効果を最大化することができます

SAR ADCがアクイジションモードに戻る際に発生する電圧ステップはフィルタのセトリングを制限する要因になりますただフィルタは1μsの最小変換時間内にマルチプレクサにおけるフルスケールのステップから変化した実際の電圧を十分にセトリングする能力を備えていますフルスケールのステップを12LSBにセトリングするには1178という時定数の数が必要ですこれはN+1の量子化レベルの自然対数をとることによって求められますこのケースであれば2 17つまりは131072というコードです時定数当たり383nsで時定数の数が1178ということは約450nsになりますこれなら変換時間の1μsと比べて全く問題にはなりませんここではマルチプレクサのチャンネルは変換の開始後に直接切り替えられると仮定しています

適切な変換が行えるようにシグナルチェーンの性能を保証するうえではADCドライバの帯域幅も非常に重要な要素となりますユニティゲインではセトリングを制限する要因は電圧ステップですADCがアクイジションモードに戻る際に290ns以内でセトリングする必要がありますしたがってアンプに関しては小信号に対する帯域幅が最も重要な仕様になりますマルチプレクサにおけるフルスケールのステップを最小の変換時間である1μs内にセトリングするためにADCドライバの大信号に対する帯域幅は1μs以内で11 78の時定数の数を達成できるようにしなければなりません

変換用のシグナルチェーンに対しADCドライバが多くのノイズを加えるようなことがあってはなりません

サブシステム全体のノイズ性能はADCのノイズADCドライバのノイズリファレンスバッファのノイズの二乗和（RSS root -sum-square）として求められます大きなバイパスコンデンサによってリファレンス回路の帯域幅が制限されるためリファレンスバッファのノイズはRSSの算出時には無視することができますユニティゲインに設定されたADCドライバにおけるノイズの目標値はADCのノイズの1 3以下になるようにします具体的にはADCドライバの仕様はノイズスペクトル密度が5 2nVradicHzになるように定められていますシステム全体のノイズを求めるにはADCドライバのノイズスペクトル密度を次式によってμV rmsを単位とする値に変換する必要があります

vnrms 137 microV rms=

vnrms［ノイズのゲイン］

［RCフィルタの帯域幅］

times = (1) times times= times enrms times2

52nV

radicHz 442 MHztimes2

A D Cのダイナミックレンジの仕様は 5 Vのリファレンスを使用した場合で 9 2 d B（代表値）となっていますADCのノイズフロアは次式で求められます

［ADCのノイズフロア］ = Vfull-scalerms times 10ndashDR 444 microV rms times 10ndash92= =52radic2

20 20

ADCドライバのノイズフロアは137μV rmsですこれは目標であるADCのノイズの13を下回っていますシステム全体のダイナミックレンジはユニティゲインに設定されたADCドライバのノイズが加わることで92dBから916dBに低下しますADCドライバがシステムのノイズに及ぼす影響は限られています

そのためサンプルレートが低い（つまりアクイジション時間とセトリング時間が長い）アプリケーションではローパスフィルタの帯域幅を変更する必要はありません

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能動コンポーネントとオープンな市場で一般的に提供されている受動コンポーネントで構成したものであることを示していますラミネートの配線はインピーダンスを調整しクロストークの影響を除去するように設計されていますこれら全ての設計 組み立て技術を導入した結果個々のコンポーネントを使用して設計する場合と比べてプリント回路上の実装面積を最大で50削減可能な製品を開発することができたのです

図 3 A D A Q 7 9 8 xの3次元アセンブリモデル

ADAQ798xを使用するメリットは実装面積を削減できることだけではありませんシグナルチェーンにおいて求められる性能を得られる可能性が高くなりシステムを再設計するリスクも軽減されます結果的に開発期間を短縮し開発コストを削減することが可能になりますまたシステムにおける部品構成も簡素化されシステムのより多くの部分が1つのデータシートで網羅されるようになりますこのS i P製品は堅牢性が高く産業分野の厳しい環境にも耐えられるように設計されています各種の認証も取得済みですまた優れた品質評価を経て -55～125の温度範囲に対応できることが保証されていますADAQ798xはシグナルチェーンに対して性能面で妥協することなく集積度と柔軟性を優れたバランスで提供します

著者

Ryan Cur ran（ ryan cur rananalog com）はアナログデバイセズの高精度コンバータ部門に所属する製品アプリケーションエンジニアです2005年に入社して以来SAR方式のADCを担当しています米メイン州オロノのメイン大学で電気工学理学士の学位を取得しています現在はマサチューセッツ大学アマースト校のアイゼンバーグスクールオブマネジメントで経営学修士の学位取得を目指しています

Ryan Curran

ユニティゲインのフィルタの帯域幅を狭くすることで期待できる最大の効果は0 4dBのダイナミックレンジの損失を取り戻せることですしかし帯域幅を狭くするためにフィルタの抵抗を大きくするとTHD性能に悪影響が及ぶ可能性がありますまたADCドライバによってより大きな容量性負荷を駆動するのが難しくなるかもしれません追加のフィルタ処理が必要になった場合にはフィルタ処理によるメリットが得られるようにADCドライバを構成することができます

ADAQ798xは25V出力低ノイズCMOSプロセスのLDO（低ドロップアウト）レギュレータを内蔵していますSAR ADC製品の中には許容誤差の少ない25Vの電源を必要とするものがありますその種の製品を使用する場合25Vの電源レールが存在しないシステムではそのADC用に25Vを用意する必要がありますこれに対しADAQ798xはLDOを内蔵しているのでシステムの電源構成を大幅に簡素化できますこのLDOへの入力はA D Cの電源電圧として供給されますA D Cは実際にはLDOの出力によって動作しますこのような構成であることからADAQ798xはより広範な電源電圧を利用できることになりますまたそれによりさらなる簡素化がもたらされます加えてアンプの正電源をLDOの入力として使用することで単電源のシステムを構築できます電源電圧は性能や消費電力が最適化されるように選択することができますさらにADAQ798xはフルパワーダウン機能も備えています電源の構成に柔軟性があることからADAQ798xのユーザーはアプリケーションに応じて最適なトレードオフを行うことができます

ADAQ798xは外形寸法が5mmtimes4mmtimes2mmのパッケージを採用しています4層ラミネートの厚さは0 35mmモールドキャップの厚さは1 65mmですADAQ798xのオーバーモールド封止パッケージでは封止成形される一般的な ICと同様にフルモールドコンパウンドとアンダーフィルが注入されますユーザーには24個の I Oパッドを備えるラミネートLGAとして提供されます図2にADAQ798xのパッケージの外形図を示しました一方図3に示したのは封止成形やモールドコンパウンドのない状態のADAQ798xを表すアセンブリモデルですこの図はADAQ798xがアナログデバイセズの

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