cours electronique

Electronique Slim Yacoub

1

Institut National des Sciences Appliquées et de Technologie

Support de Cours

Module: D’électronique

2ème

Année IIA et RT

Enseignant:

Slim Yacoub

République Tunisienne

Ministère de l’enseignement Supérieur

Et de la Recherche Scientifique


2

CH1 Elément actif à semi-conducteur

I Modèles statiques de la diode a jonction PN 8

I.1 Introduction:

I.2 Le modèle idéal:

I.3 Le modèle a seuil: 9

I.4 Le modèle linéarisé:

II Fonctionnement linéaire de la diode (régime petit signaux) 10

II.1 polarisation de la diode

II.2 Puissance maximale de la diode 11

II.3 Les claquage dans les diodes

II.3.1 le claquage par avalanche

II.3.2 Le claquage par effet tunnel 12

II.3.3 Le claquage thermique

II.4 Les capacités de la diode a jonction PN

III Les diodes zener 13

III.1 Modèle statique 14

III.2 Modèle linéarisé

CH2 Les Transistor bijonction

I Introduction 16

I.1 Polarisation d’un transistor: 17

II. montage a émetteur commun 18

II.1 Rapport α et β

II.2 Modèle Ebers-Moll 19

III. Caractéristique d’un transistor 20

III.1 Caractéristique du collecteur

III.2 caractéristiques de base 21


3

III.3 Caractéristiques du gain en courant

III.4 Valeurs limites des transistors 22

III.5 Droite de charge en continu

III.6 Transistor Interrupteur 23

III.7 Transistor source de courant 24

IV Circuit de polarisation d’un transistor

IV.1Polarisation de base 25

IV.2 polarisation par réaction d’émetteur

IV.3 polarisation par réaction de collecteur 27

IV.4 polarisation par diviseur de tension 28

V circuit a transistor PNP 29

VI. Maintenance des transistors 31

CH3 Amplificateur à Transistor

A. Montage émetteur commun 32

I Introduction

I.1Condensateur de couplage et condensateur de découplages

II Application du théorème de superposition aux amplificateurs 33

II.1 Circuit équivalent en alternatif et en continu

II.2 Résistance en alternatif de la diode émetteur 35

II.3 Beta β en alternatif 36

III Amplificateur à émetteur à la masse

III.1 Modèle en alternatif d’un étage à émetteur commun 38

III.1.I Impédance d’entrée

III.1.2 Impédance de sortie

III.1.3 Modèle en courant alternatif d’un amplificateur à émetteur à la masse 39


4

B. Montage collecteur commun

I Principe 40

I.1 Droite de charge statique

I.2 En dynamique 41

I.2.1 Circuit équivalent en courant alternatif 42

Impédance totale d’entrée de l’amplificateur

Impédance de sortie 43

Modèle en courant alternatif

C. Montage base commune

I Introduction 45

II Polarisation par diviseur de tension

II.1 Le circuit équivalent en alternatif 46

II.2 Le modèle en courant alternatif d’un amplificateur a bas commune 47

D. Paramètre hybride

I les paramètres hybride 48

II schéma équivalent en petit signaux

II.1 gain en courant et en tension 49

CH.4 Amplificateur de puissance

A Amplificateur classe A et classe B

I. Transistor classe A 51

I.1 Droite de charge en dynamique d’un amplificateur à émetteur commun

I.2 saturation et blocage dynamique 52

I.3 Dynamique du signal alternatif de sortie 53

II. fonctionnement en classe A 55

II.1 Puissance de charge 56


5

II.2 Puissance dissipé par un transistor

II.3 Courant d’alimentation ou courant consommé

III Transistor classe B 57

III.1 Amplificateur Push-Pull

III.1.1L’équivalent en courant continu CC 58

III.1.2 L’équivalent en courant alternatif CA :

III.1.3 Distorsion de croisement de recouvrement ou de passage par zéro 60

III.1.4 Polarisation par diviseur de tension 61

III.1.5 Amplificateur d’attaque ou de pilotage d’un amplificateur classe B 64

III.2 fonctionnement en classe B

III.1.1 Puissance de charge

III.1.2 Puissance dissipé par un transistor

II.1.3 Puissance fournie au circuit Ps

III.3 Polarisation par diviseur de tension

III.4 Amplificateur d’attaque ou de pilotage d’un amplificateur classe B

B Amplificateur classe C

I Fonctionnement en classe C 65

Chapitre 5 les amplificateurs opérationnels

Introduction 68

I l’amplificateur différentiel ou de différence

I-1 Analyse en courant continu 69

-a Courant de queue IT.

-b Courant de décalage d’entrée

-c Tension de décalage d’entrée

I.2 Analyse en courant alternatif

Impédance d’entrée:

Gain en mode commun


6

- Taux de rejection en mode commun (Common Mode Rejection Ratio)

I.2.1 Polarisation par miroir de courant 71

II l’Amplificateur opérationnel

II.1 Introduction 73

II.1.1 Symboles

II.1.2 Fonctionnement de l’amplificateur en comparateur 74

II.2 La rétroaction

II.2 .1 Définition

II.2.2 Différents type de contre-réaction 75

III Application linéaires de l’amplificateur opérat ionnel 76

III.1 Montages classiques

III.1.1 Amplificateur suiveur 77

III.1.2. Amplificateur non inverseur

III.1.3. Amplificateur inverseur 78

III.1.4 Amplificateur sommateur ou additionneur

III.1.5. soustracteur ou amplificateur de différence 79

III.1.6. Dérivateur Intégrateur 80

III.1.7. Convertisseur courant tension 81

III.1.8. Convertisseur tension courant

IV. Les filtres actifs 82

IV. 1Les filtres passe-bas

IV.2 Filtre passe-haut 84

Chapitre 6 Oscillateur

I Oscillateur sinusoïdaux 85

I.1 Gain de boucle et phase

II Oscillateur à pont de Wien 86


7

II.1 Réseau d’avance de retard

II.2 fonctionnement 88

III.Oscillateur colpitts 89

III.I Montage a émetteur commun

IV Cristaux de quartz 91

IV.1 Fondamentales et harmoniques

IV.2 Résonnance série et résonance parallèle

V Minuterie 555 92

V.1 Bascule RS

V.2 Schéma fonctionnel du 555 93

V.2.1 Fonctionnement en Multivibrateur Monostable 94

V.2.2 Fonctionnement en multivibrateur astable 95

Bibliographie 96


8

CH1 Elément actif à semi-conducteur

I Modèles statiques de la diode a jonction PN

I.1 Introduction :

Les modèles sont utilisés pour l’analyse des phénomènes, des processus, des systèmes et des éléments. La diode est un élément non linéaire, l’équation liant le courant ID et la tension VD est non linéaire :

)1( . −= T

D

Vm

V

SD eII

VT : potentiel thermique

Is ; courant inverse

m : coefficient d’ajustement empirique

VD : tension appliquée aux bornes de la diode

Ceci rend l’analyse d’un circuit électrique comportant des diodes difficile. Pour faciliter donc cette analyse on remplace les diodes par des modèles linéaires.

I.2 Le modèle idéal:

En direct la diode est considérée comme un circuit fermé :

VD =0 pour ID ≥ 0

En inverse la diode est considérée comme un circuit ouvert

ID =0 pour VD ≤ 0

Fig1 Modèle idéal d’une diode a jonction PN a: forme graphique; b: schéma équivalent de la diode en direct; c: schéma équivalent de la diode en inverse

ID VD

0

ID

VD

A

K

VD

A

K

a b c


9

I.3 Le modèle a seuil: La forme analytique du modèle est exprimée par les équations :

00 ≥= DD IpourVV

00 VVpourI DD ≤=

Fig2 Modèle a seuil a: forme graphique; b: schéma équivalent de la diode en direct; c: schéma équivalent de la diode en inverse

I.4 Le modèle linéarisé:

La forme analytique du modèle est exprimée par les équations :

0.0 ≥+= DDDD IpourIrVV

00 VVpourI DD ≤=

Fig3 Modèle linéarisé a: forme graphique; b: schéma équivalent de la diode en direct; c: schéma équivalent de la diode en inverse

D

DD I

Vanr

∆∆

== αcot.

ID

V0

VD

0

ID

VD

A

K

VD

A

K

a b c

ID

V0

VD

0

ID

VD

A

K

VD

A

K

a b c

∆ ID

∆ VD

rD

V0

V0

α


10

II Fonctionnement linéaire de la diode (régime petit signaux)

Quand on fait passer un courant variable (par exemple sinusoïdal) id à travers une diode, si la tension VD sur la diode a la même forme, la diode fonctionne en régime linéaire. Ceci est vrai pour de très petites amplitudes de id et VD.

Fig4 Diode linaire

II.1 polarisation de la diode

Le rôle de ID0 est de placer le point A au milieu d’une section linéaire de la caractéristique. La diode doit être polarisée par le courant ID0 avant qui id ne soit appliqué.

RIEV DD ..0 −= (1)

Equation du circuit de polarisation condition externe (1).

VTm

VD

SD eII .... = (2)

Equation de la caractéristique directe de la diode (condition interne) (2).

Circuit de polarisation

R

t

iD

vD

ID

VD

A

E0

VD

ID


11

Fig5 Détermination graphique du point de fonctionnement de la diode

II.2 Puissance maximale de la diode

électrique

PuissanceRth

TaTjIVP DD .. 00

−==

Puissance dissipée

Rth résistance thermique de la diode de l’ordre °c/W et atteint quelques centaines de °c/W pour les diodes de petites puissance.

Tj : Température de la jonction

Ta : Température ambiante

Pmax de la diode : ( ) .max

. max00 Rth

TaTjIVP DD

−==

II.3 Les claquage dans les diodes

II.3.1 le claquage par avalanche

Dès que la tension inverse atteint une valeur critique appelée tension de claquage VBR , le courant inverse s’accroit vite et sa valeur est limitée seulement par la résistance branchée en série avec la jonction.

ID

E0 VD

A ID0

VD0

E0/R

0


12

La résistance dynamique de claquage : mincot zdD

Dz IIpouran

dI

dVr ⟨== α

Fig6 Caractéristique complète d’une diode a jonction PN

II.3.2 Le claquage par effet tunnel

Il se produit quand l’anode et la cathode de la diode sont fortement dopées dans ce cas le claquage par effet tunnel précède le claquage par avalanche

II.3.3 Le claquage thermique

Quand la diode est polarisée en inverse, VD0 est la tension inverse et ID0 le courant inverse. Quand VD0 augmente la puissance électrique s’accroit et provoque une augmentation de la température de la jonction Tj jusqu'à Tjmax d’où le claquage thermique

II.4 Les capacités de la diode a jonction PN

La capacité de transition d

SC r

T

..0 εε=

S : aire de la jonction

d : largeur de la jonction

0ε Permittivité du vide

α

ID

VD

VBR

IZmax

IZmin


13

rε Permittivité relative du semi conducteur

La capacité de diffusion VTm

InIpC DnDp

D .

.. ττ +=

pτ : Temps de vie des trous

nτ : Temps de vie des électrons

DpI , DnI courant de diffusion des trous et des électrons

VTm

IpCIIetnp Dp

DDnDp .

.τττ =⇒>>>>

Fig7 Schéma équivalent hautes fréquence de la diode

DD

DD r

pC

I

VTmr

.. τ=⇒=

En inverse TTD CCCC =⇒<<

En direct DTD CCCC =⇒>> .

Les diodes en inverse sont utilisées comme condensateur dans les circuits intégrés. On les utilisent aussi comme capacité commandé en tension dans les circuits de syntonisation.

Remarque : en continu l’impédance de la diode tend vers l’infini et les capacités sont négligeables

III Les diodes zener

Presque toutes les diodes à jonction PN peuvent fonctionner dans leurs zones de claquage électrique a condition qu’il reste réversible. Mais on conçoit des diodes zener spéciales pour obtenir contrôler et garantir leurs paramètres souhaités.

La tension de claquage VBR est appelée souvent tension zener Vz

rd

id

Vd C=CD+CT

C


14

Symbole

III.1 Modèle statique

Fig.8 Modèle idéale d’une diode Zener a: forme graphique; b: schéma équivalent dans la zone de claquage; c: schéma équivalent avant le claquage

0≥= ZZD IpourVV

ZDZ VVpourI ≤= 0

III.2 Modèle linéarisé

Fig.9 Modèle linéarisé d’une diode à jonction PN a: forme graphique; b: schéma équivalent dans la zone de claquage; c: schéma équivalent avant le claquage

Vz

K

A

Iz

IZ

VZ

VD

0

ID

VD

K

A

VD

K

A

a b c

VZ

Iz

Vz

VD

0

IZ

VD

K

A

VD

K

A

a b c

α rz

VZ


15

ZDZ

ZZZZD

VVpourI

IpourIrVV

≤=

≥+=

0

0

Le circuit de polarisation de la diode zener est le suivant

Fig.10 Circuit de polarisation

Coordonnées du point de fonctionnement

z

ZD rR

VEI

+−

= 00

z

ZZD rR

VRrEV

++

=..0

0

R sert à placer le point de fonctionnement dans la zone linéaire de la caractéristique de claquage.

E0

IZ

VD

R


16

CH2 Les Transistors bijonctions

I.1 Introduction

L’impact du transistor dans le monde est énorme. En effet ce dernier a permit de réaliser les circuits intégrés, les composants optoélectroniques et les microprocesseurs.

Un transistor ce présente comme suit :

Fig.1 Symbole d’un transistor

Fig.2 Semi-conducteur NPN et PNP

Dans le cas d’un transistor NPN :

L’émetteur est fortement dopé il injecte des électrons dans la base

La base est légèrement dopée et très étroite elle conduit la plupart des électrons injectés par l’émetteur dans le collecteur

Le collecteur est moyennement dopé il collecte les électrons provenant de la base.

P N N

N P P

C

B

E

Émetteur Base

Collecteur Émetteur Base

Collecteur

B

E

NPN PNP

Transistor NPN Transistor PNP

C


17

Le transistor comporte deux jonctions il ressemble donc a deux diode, la première est appelée la diode émetteur la seconde diode collecteur.

I.1 Polarisation d’un transistor:

•••• Montage base commune

Fig.3 Polarisation des deux diodes en direct.

Fig.4 Polarisation des deux diodes en inverse (rarement adoptée).

•••• Tension de claquage

Pour avoir l’effet transistor normal la diode collecteur doit être polarisé en inverse avec une tension collecteur inférieure a la tension limite BVCE de même pour la diode émetteur qui parfois dans certains transistor est polarisée temporairement en inverse.

P N N

VEB VCB

-

+ +

-

+ +

- -

P N N

VEB VCB

+

- -

+

- -

+ +

Petit courant Petit courant


18

II. Montage a émetteur commun

Fig.5 Montage à émetteur commun

Le fonctionnement d’un transistor en montage EC est le même qu’en montage BC.

L’émetteur est plein d’électron libres lorsque VBE> 0.7 V ce dernier injecte ces électrons dans la base qui diffusent dans le collecteur d’où ils sortent pour aller vers la source externe de tension.

II.1 Rapport αααα et rapport ββββ en continu (régime statique)

Dans la plupart des transistors plus de 95% des électrons injectés par l’émetteur passent au

collecteur. Le rapport αcc qui lie Ic à IE :

1≈=E

CCC I

Iα

Moins de 5 % des électrons tombent dans la base Le rapport βcc qui lie Ic à IB :

B

CCC I

I=β

CCβ est compris généralement entre 50 et 300.

Relation entre CCβ et CCα

Pt commun des deux sources de tension

Reliées a l’émetteur d’où émetteur commun

commun

N

N

P

RB

RC

VBB

VCC


19

On a CCCCC

B

C

EBCE I

I

I

IIII

βα1

11

1 +=⇒+=⇒+=

CC

CCcc α

αβ−

=⇒1

Deux circuits équivalent

VBE= IB r’b +V’ BE

II.2 Modèle Ebers-Moll:

- VBE=0.7V

+

-

IC=αCC.IE

+

- +

-

N

N

P

VCE

VBE

+

-

VCE

IE V’ BE

IB

r’b

α CC. Ι E

+

-

VBE

Fig.6 Transistor

Fig.7 Modèle d’un transistor


20

- IB r’b =0

- IC =IE α CC=1

- IB =IE /β CC

Conclusion :

Pour qu’un transistor fonctionne de façon linéaire :

1 La diode émetteur doit être polarisée en direct

2 La diode collecteur doit être polarisée en inverse

3 La tension entre les bornes de la diode collecteur < à la tension de claquage

III Caractéristique d’un transistor

Les caractéristiques qui lient les courants et les tensions d’un transistor représentent graphiquement son fonctionnement.

Fig.8 Montage pour tracer les caractéristiques du transistor

III.1 Caractéristique du collecteur

On fixe IB a une valeur, on fait varier Vcc et on trace Ic =f(VCE).

Fig.9 Caractéristiques pour IB=10µA et IB=20µA

2mA

1V

VBB

VCC

- -

+

RB

RC

β CC=100

VCE

IB=10µA

Claquage

1mA

1V VCE

IC IC

IB=20µA

Claquage

+


21

Si VCE fonctionne au dessus de la zone de claquage le transistor ne fonctionne plus en tant que source de courant.

III.2 caractéristiques de base

La caractéristique de base est celle d’une diode :

Fig.10 IB en fonction de VBE.

III.3 Caractéristiques du gain en courant

Fig.11 β pour deux températures différentes

Le gain β CC d’un transistor change avec la température. Il faut concevoir des circuits qui ne

dépendent pas trop de β CC.

0.7V

IB

VBE

1mA

T=150°c β CC

IC

T= -50°c


22

III.4 Valeurs limites des transistors

Fig.12 Ic en fonction de Vce à Ib cste

III.5 Droite de charge en continu (en régime statique)

Fig.13 Polarisation d’un transistor

On a C

CECCC R

VVI

−= équation de la droite de charge statique

La droite de charge statique définit la dynamique d’un transistor elle va d’environ 0 à Vcc et le transistor se comporte comme une source de courant à l’exception des points de saturation et de blocage.

VCE

Région active le transistor se comporte

comme une source de courant

Région de Claquage à éviter

IC

Région de saturation

VBB

VCC

- -

+

RB RC

VCE +


23

Fig.14 Caractéristiques d’un transistor

La droite de charge statique définit la dynamique d’un transistor elle va d’environ 0 à Vcc et le transistor se comporte comme une source de courant à l’exception des points de saturations et de blocages.

III.6 Transistor Interrupteur

Un transistor saturé se comporte comme un interrupteur fermé du collecteur à l’émetteur. Un transistor bloqué se comporte comme un interrupteur ouvert.

•••• Courant de base

La maille d’entrée donne B

BEBBB R

VVI

−=

Fig.15 Points de saturation et de blocage

- Si le courant de base est supérieure ou égale IBsat => interrupteur fermé

- Si le courant de base est nul => interrupteur ouvert

VBB et RB fixe le courant de base

Vcc

Q

Vcc/Rc

VCE

IC

IB>IB sat

IB=IB sat

Blocage

Q pt de fonctionnement Saturation

IB= 0

VCE Vcc

Interrupteur fermé

Interrupteur ouvert

Vcc/Rc

IC


24

III.7 Transistor source de courant

Fig.16 Transistor polarisé

ECCCCCEECE IIorRIVRIV ≈=+−+ 0..

EC

CECCC RR

VVI

+−

≈⇒

La maille d’entrée => CE

BEBBE I

R

VVI ≈

−=

On remarquera que le courant collecteur ne dépend pas de βcc.

IV Circuit de polarisation d’un transistor

Avant d’appliquer un signal alternatif à un transistor il faut déterminer un point Q de fonctionnement près du point milieu de la droite de charge statique. Pour que le dispositif demeure linéaire la diode émetteur doit rester en polarisation directe et la diode collecteur doit rester en polarisation inverse. Les fluctuations du courant et de la tension ne doivent ni saturer le transistor ni le bloquer :

VBB

VCC

- -

+

RE

RC

VCE

+

Vcc/(Rc+RE)

Fig.17 Droite de charge statique

Q

VCE

IC


25

IV .1 Polarisation de base

Appelée aussi polarisation fixe cette façon de polariser un transistor n’est pas bonne car le point Q n’est pas stable en effet βcc peut varier d’un rapport 9/1 selon le courant et la température.

Fig.18 Polarisation de base

IV.2 Polarisation par réaction d’émetteur

Le but de ce montage est de compenser les variations de βcc

Fig.19 Polarisation par réaction d’émetteur

-

+ VCC +

-

VCE

RB

VBB

RC

RE

-

+ VCC +

-

VCE

RB VBB

RC

RC RB

VCC


26


La maille 1 ECCCCCEECE IIorRIVRIV ≈=+−+⇒ 0..

EC

CECCC RR

VVI

+−

≈⇒

La maille d’entrée => cc

CBBBCCEEBE

IIorRIVRIV

β==+−+⇒ 0..

CC

BE

BECCC R

R

VVI

β+

−≈

ER Compense les variations deCCβ

Si on augmente trop ER on risque de saturer le transistor elle est presque aussi sensible que la

polarisation de base donc on l’évite.

Exemple: Calculer le courant collecteur de saturation du transistor représenté ci-dessous.

RC RB

VCC

RE


27


mAI Csat 9,14100910

15 =+

=

mAIpourI CccC 25,3

100100

10.430

7.015100

3=

+

−=⇒=β

mAIpourI CccC 33,9300 =⇒=β

IV.3 Polarisation par réaction de collecteur

Droite de charge

( ) 0. =++−⇒ CBCCCCE RIIVV

IC

14,9mA

15 V

Q

VCE

9,33mA

3,25 mA βcc=100

βcc=300

910ohm 430Kohm

VCC

100ohm


28

C

CECCCBC R

VVIII

−≈>>

↓⇒↓⇒↓⇒↓⇒↑⇒↑⇒↑ CBBBCEC IIIRVIccTsi β

Fig.22 Polarisation par réaction de collecteur

Maille d’entrée

( )cc

IIorRIRIIVV C

BBBCBCCCBE β==+++−⇒ 0.

cc

RR

VVI

BC

BECCC

β+

−≈⇒

On est toujours sensible à la variation de βcc mais ce montage est beaucoup plus efficace que celui par réaction d’émetteur, avec cette méthode le transistor n’est jamais saturer en effet :

Si CsatCB IRc

VccpireauIR <−=↓ 7,0

IV.4 Polarisation par diviseur de tension

CCth VRR

RV

12

2

+=

21 // RRRth =

VCC

RC RB


29

Fig.23 Polarisation par diviseur de tension

Fig.23 Polarisation par diviseur de tension: équivalent thévenin

V. Circuit à transistor PNP

Les diodes émetteur et collecteur pointent dans des sens opposés donc tous les courants et

-

+ VCC +

-

VCE

Rth

Vth

RC

RE

Rc

RE R2

R1

Vcc

VCE

VCB

VBE IE

IB

IC

Fig.24 Transistor PNP Fig.25 Courant conventionnel


30

toutes les tensions sont inversées et pour polariser en direct la diode émetteur d’un transistor PNP la polarité de VBE doit être négative et pour polariser la diode collecteur en inverse VCB doit voir la polarité positive.

Lorsque l’alimentation est positive on renverse habituellement la représentation des transistors

+VCC

RC RB

+VCC

RC RB

Fig.28 Déplacement de la masse Fig.29 Version renversé

RC

VCC

RC RB

-VCC

RC RB

Fig.26 Polarisation d’un NPN Fig.27 Polarisation d’un PNP circuit original


31

Maintenance des transistors

- Essais hors circuit

- La résistance entre le collecteur et l’émetteur doit être élevée dans les deux sens. Si la résistance est de zéro à quelques milliers d’ohms dans les deux sens le transistor est court-circuité

-Lire les résistances inverse et directe de la diode collecteur (collecteur base) et la diode émetteur (émetteur base) il faut que le rapport résistance inverse / résistance directe soit supérieure a 1000/1 (dans le cas du silicium)

-On mesure Vc et VE par rapport à la masse la différence Vc-VE doit être supérieure à 1 volt et inférieure à Vcc. Si la différence est inférieure à 1 volt le transistor est court-circuité et si elle est égale à Vcc le transistor est ouvert.

-Pour vérifier VBE on mesure VB et VE la différence doit être de 0,6 à 0,7 volt pour les transistors petit signaux et au moins 1V pour les transistors de puissance : si la différence est inférieure a 0,6 volt => la diode émetteur n’est pas polarisé en direct le défaut réside dans le transistor ou dans les composants de polarisation.

-Vérifier le blocage : on court circuite les bornes base émetteur avec un cavalier => on supprime la polarisation directe de la diode émetteur et bloque de force le transistor : la tension (collecteur-masse) doit égaler la tension d’alimentation du collecteur. Sinon le transistor ou la circuiterie est défectueuse.


32

CH3 Amplificateur à Transistor

A. Amplificateur à émetteur commun

I. Introduction

Après avoir polarisé le transistor et choisi le point de fonctionnement Q au milieu de la droite de charge statique on peut appliquer un petit signal alternatif à la base. Si l’entrée est une onde sinusoïdale de fréquence 1 Khz la sotie sera une onde sinusoïdale agrandie de fréquence 1Khz. Un amplificateur est linéaire (haute fidélité) s’il ne change pas l’allure du signal. Si le signal d’entrée est trop grand les fluctuations le long de la droite de charge saturent ou bloquent le transistor.

I.1 Condensateurs de couplages et condensateurs de découplages

Fig.1 Schéma électrique

Vth Rth

XC

A B

RL

XC

A B

Ouvert en continu

Court circuit en alternatif


33

Lth

C

th RRRavecXR

VI +=

+=

²²

Pour que la transmission ait lieu la résistance capacitive Xc doit être petite comparée à la résistance série.

Si f augmente Xc décroit jusqu'à devenir beaucoup plus petite que R => le courant passe par un maximum I=U/R => le condensateur transmet convenablement le signal quand Xc<<R.

-Couplage soutenu

La capacité d’un condensateur de couplage dépend de la plus petite fréquence qu’on veut

transmettre nous utiliserons la règle RXC .1,0≤ .

Exemple :

Si on travaille entre 20Hz et 20KHz et si le condensateur de couplage d’entrée voit une résistance totale série de 10 Kohm => Xc doit être inférieure a 1Kohm.

Ferieure

valeurlaanormaliseonFKohmhz

CCf

XC

µ

µππ

10sup

96.7)1).(20.(.2

1

...2

1

⇒

==⇒=

Le condensateur de couplage bloque le courant continu et laisse passer le courant alternatif cela permet de transmettre un signal alternatif d’un étage a un autre sans déranger la polarisation en courant continu de chaque étage.

II Application du théorème de superposition aux amplificateurs

Dans un amplificateur à transistor:

- La source continue: établit le point de repos

- La source alternative produit des fluctuations autour de ce point

II Circuit équivalent en alternatif et en continu

- En continu : annuler la source alternative ce qui revient à court circuiter une source de tension et ouvrir une source de courant. Ouvrir toutes les capacités.

- En alternatif : annuler la source continu ce qui revient à court circuiter une source de tension et ouvrir une source de courant. Court circuiter toutes les capacités de couplages et de découplages.


34

Fig.2 Amplificateur à transistor

Fig.3 Circuit équivalent en alternatif

Fig.4 Circuit équivalent en continu

Condensateur de découplage

E

Rc

RE R2

R1

RS

VS V i

RL

VCC

V0

Condensateur de couplage


R2

RS

VS V i

V0

R1 rc=RC/ / RL

E

Rc

RE R2

R1

VCC


35

II.2 Résistance en alternatif de la diode émetteur

Transistor Modèle ebers-Moll en continu Modèle ebers-Moll en alternatif

Fig.5 Modèle ebers-Moll

Fig.6 Fonctionnement en linéaire

En absence de signal alternatif le transistor fonctionne au point Q. En alternatif si le signal est petit les points A et B sont proche de Q et le fonctionnement est a peu près linéaire (AB une droite) dans ce cas la diode est approximée a une résistance r’e.

E

BE

I

Ver

∆∆

='

-r’e : est la résistance d’émetteur en alternatif

Q ∆IE

∆VBE

+

C

E

B

VBE

IC

-

+

vbe

ic

-

r’e

B

C

E E

B

C

VBE

IE

Α

Β


36

Si le signal d’entrée est grand nous aurons une distorsion pour éviter cela nous utiliserons la règle suivante : ie=10% IE

On montre que EI

mVer

25' =

II.3 Beta ββββ en alternatif

B

C

I

I

∆∆

=β

Fig.7 Ic en fonction de Ib

III Amplificateur à émetteur à la masse

Fig.8 Amplificateur à émetteur à la masse

Q ∆IE

∆IB VBE

Α

Β

IB

∆IC

IC

VCE constant

Condensateur de découplage

E

Rc

RE R2

R1

V i C

VCC

V0




37

Ce montage inverse la tension de sortie par a celle de l’entrée de 180°.

Fig.9 Caractéristiques d’un transistor

Pour avoir un fonctionnement linéaire on prend CC II .1,0<∆

Le gain en tension vaut i

O

V

V

entréedealternativtension

sortiedeealternativtensionA ==

'

Circuit équivalent en alternatif

On court-circuite la source d’alimentation à la masse et on court circuite les capacités.

Fig.10Circuit équivalent en alternatif

Q

VBE VCE

IC

B

rc=RC

V i

R1 R2

C

VO

E

R2 V i V i

V0

R1 rc=RC

r’E


38

Aer

R

erie

Rie

V

VA

RieV

ieicorer

Vi

CC

i

o

Co

ie

=−

=−

==

−=

≈=

'.

.

'.

.

.

'

Exemple

ohmerKohmRSi C 26'7,4 ==

188'.

.−=

−=

er

RA C

III.1 Modèle en alternatif d’un étage à émetteur commun

Impédance d’entrée

eri

eribZet

eribViicie

erieVori

VZnoteon

i

VZ

bbasei

ib

ib

ibasei

i

ii

'.'..

'...

'.

)(

)(

ββ

ββ

=≅

=⇒≅≅

===

Fig.11Modèle en alternatif d’un étage à émetteur commun

erRRZi './/// 21 β= C’est l’impédance totale d’entrée

Impédance de sortie

CRZ =0 Car l’impédance de la source de courant ic est infini (source idéale)

B

E

RC

V i

R1 R2

C

VO

ββββ.r’e

iC


39

Modèle en courant alternatif d’un amplificateur à émetteur à la masse

Fig.12 Modèle en courant alternatif

Ce modèle simple d’un amplificateur à émetteur à la masse permet d’analyser rapidement des étages en cascades.

)1

'.

1.(

'.

eqii

ibe

eq

ibi Rer

Vier

Vii

R

Vii +=⇒==+=

ββ

Amplificateur stabilisé

La résistance r’e peut varier du simple au double pour différentes températures toute variation de r’e fera varier le gain en tension d’un amplificateur a émetteur à la masse pour y remédier on insère une résistance re en série avec l’émetteur (re>>r’e)

Fig.13 Stabilisation

Si on stabilise très fort on risque d’avoir un gain A très faible (tout dépend de l’application).

RC

Vi VO

R1// R2.//ββββ.r’e

AVi

re

Re


40

B. Amplificateur à collecteur commun

I. Principe

Un amplificateur à collecteur commun ressemble à un amplificateur à émetteur commun fortement stabilisé.

La tension continue de sortie est égale à Vo=Vi – VBE.

On appelle aussi ce dispositif un amplificateur à émetteur suiveur ( la tension continue émetteur suit la tension continue base).

Fig.1 Amplificateur à collecteur commun

I.1 Droite de charge statique

La maille du collecteur donne :

Fig.2 Point de fonctionnement

Vi

Vo

VCE

RE0

VCC

VCE

IC

VCC/RE

VCC


41

0=−+ CCEECE VIRV

E

CECCC R

VVI

−=⇒

I.2 En dynamique

Fig.3 Circuit équivalent en courant alternatif

tensionengainrR

R

V

VA

rRiV

RiV

eE

E

i

eEei

Ee

)'(.

)'(.

.

0

0

+==

+=

=

Dans la plupart des amplificateurs à émetteur suiveur RE masque r’e et le gain en tension 1≈A

Fig.4 Amplificateur à émetteur suiveur

V i

ic

V1

Vo

r’e

RE

VCC

V0

V1

R1

R2 RE Vs

Rs

V1


42

- Circuit équivalent en courant alternatif

Fig.5 Montage en courant alternatif

- Impédance totale d’entrée de l’amplificateur

1

11 i

VZ =

( )

βββ

β

ββ

β

β

).'(.)//(1

)//().'.(.//)//(

.)').(.1(

.)').(.1(

)').(.1(

).').(.1()').(.(

21

21211

13

31

3

111

1

3

11

eE

eE

eE

eE

eE

beEeEcb

b

rRRRetcar

RRrRRRZ

VRrR

RrRi

R

V

rR

Vi

irRrRiiV

R

Vii

+<<≈+

≈+=⇒

+++++

=⇒+++

=

++=++=

+=

R3=R1 //R2

ic I1

ic

R1

io Vs

Rs

r’e

RE

R2

V1

r’e

RE

Ib

V1


43

- Impédance de sortie

00

00

=

=

Vsi

VZ On éteint les sources autonomes Vs=0

beq

e

beqeebeq

bE

cbE

iR

rV

iRrriiRV

iR

V

iiR

Vi

).1).()1(

'(.

).').1(()'..(

).1(

)(

0

0

0

00

ββ

β

β

++

+−=

++−=+−=

+−=

+−=

)1).()1(

'(.

)1.(000

ββ

β

++

+

++=

eqe

ER

r

V

R

Vi

1))////(

'//( 210 +≈+= ββ

βavec

RRRrRZ S

eE

Gain à vide

Ee

E

Rr

R

V

VA

+==

'1

0

Modèle en courant alternatif

))////(

'//( 210 β

SeE

RRRrRZ +=

))////(

'())////(

'( 2121

ββS

eES

e

RRRrRcar

RRRr +>+≈

Req=R1//R2//RS

ic

VS

r’e

RE

Ib io

I


44

Fig.6 Modèle de l’amplificateur

A V1

Z1 V1

Z0

V0


45

C. Amplificateur a base commune

I Introduction

La figure ci-dessous représente un amplificateur à base commune

Fig.1 amplificateur a base

On règle le point Q avec la polarisation d’émetteur : circuit équivalent en courant continu =>

Fig.2 Circuit équivalent en courant continu

E

BEEEE R

VVI

−=

II Polarisation par diviseur de tension

Fig.3 Polarisation par diviseur de tension

-VEE

RE

-VEE

VCC

VS VE

VCC

V0

V1

RE

RC

VCC

VS VE

RC

RE

RC

R2

R1 RC


46

L’équivalent en courant continu de l’amplificateur à base commune de la figure précédente est :

Fig.4 équivalent en courant continu

II.I Le circuit équivalent en alternatif est le suivant :

Fig.5 L’équivalent en courant alternatif

SC iii +=

On néglige la résistance RE devant r’e en effet 22 ''//' RercarerRer <<≈

ieerVeavecerie

VeZe .'' ===

icRVsavecis

VsZ C

VeS .

0

=

==

er

Rc

Ve

VsA

'==

RE

r’e iS

Rc

VCC

R1

R2

RE

Rc

ie

Ve VS ic

i


47

II.2 Le modèle en courant alternatif d’un amplificateur a base commune:

Fig.6 Modèle

Avec er

RcA

'=

La différence entre cette amplificateur et celui à émetteur commun est la petite impédance d’entrée. C’est pour cela qu’on ne l’utilise pas beaucoup. Il est surtout utilisé dans des applications haute fréquence (>10 Mhz) ou l’impédance de source sont souvent petites.

A V0

r’e V1

RC

VS


48

D. Paramètres hybrides ou h Les paramètres hybrides ou h permettent d’analyser mathématiquement et de façon poussée les circuits linéaires a transistors. Ils constituent l’outil suprême pour calculer le gain en tension, l’impédance d’entrée et l’impédance de sortie exacte, d’un amplificateur à transistor/

I Les paramètres hybrides

Dans le cas de petites variations (petits signaux) autour du point de repos statique (Vce0, Ib0) situé dans la zone de fonctionnement linéaire le modèle d’un transistor peut être défini à partir des paramètres hybrides (pas les mêmes dimensions).

+=

+=

cebc

cebbe

Vhihi

VhihV

2221

1211

En émetteur commun :

-h11 : résistance d’entrée en ohm

- h12 : nombre pur

- h21 : nombre pur (gain en courant)

- h22 : conductance de sortie (s ou ohm-1).

constIce

c

constVb

c

constIce

be

constVb

be

b

ce

b

ce

V

ih

i

ih

V

Vh

i

Vh

=

=

=

=

=

=

=

=

22

21

12

11

II schéma équivalents en petit signaux

B

E

C

ib

ic

Vbe


49

Fig.1 Schéma équivalent petit signaux

Exemple : Les paramètres d’un 2N3904 à émetteur commun et courant collecteur de 1mA sont :

Kohmsh

h

h

Kohmh

1185,8

120

103,1

5,3

22

21

412

11

===

=

=−

µ

II.1 gain en courant et en tension

Fig.2 Schéma équivalent petit signaux

1/h22

h21. i1

rL

i2 I1

i4 I3

B

E

C ib

h12. Vce h21. ib 1/h22

ic

h11

Vce Vbe

B

E

C

h12. V2

h11

V2 V1

rS

VS


50

)..(.1

)...(

.1

222112

2221

22

21

1

2

iLL

iLLS

Li

Arhhrh

ArhhrA

rh

h

i

iA

−−−−

=

+==

.)..(

.

2112221111

21

L

Lv rhhhhh

hrA

−+−=

1

212111

1

1 ...

i

irhih

i

VZ L

i

−==

+−=

LLi rh

hrhhZ

.1.

22

211211

( ) 12211122

11

02

2

. hhhrh

hr

i

VZ

S

S

vs

S −++

=

=

=


51

Chapitre 4 Amplificateur de puissance

A Amplificateur classe A et classe B

I. Transistor classe A

I.1 Droite de charge en dynamique d’un amplificateur à émetteur commun

Fig.1 Amplificateur à émetteur commun

Fig.2 Équivalent en courant continu CC

B E

Rc R1

R2 RE

RS

VS V i

RL

VCC

V0

B E

Rc R1

R2 RE


52

Fig.3 Équivalent en courant alternatif: CA

- En statique

Fig.4 Droite de charge statique

La résistance d’attaque de la base est en courant alternatif:

21 //// RRRr SB =

La résistance de charge en courant alternatif vue par le collecteur est

LCC RRr //=

I.2 saturation et blocage dynamique

Maille de sortie => rc

VicrcicV CE

CE −=⇒=+ 0.

On a CQCC IIIic −=∆= .

CEQCECECE VVVv −=∆= .

c

CECEQCQ

C

CECQC r

V

rc

VI

r

VII −+=−= Équation de la droite de charge dynamique

- A la saturation

Vcc VCE

Ic

EC RR

Vcc

+

B

E rc=RC/ / RL rB

RS

VS


53

0)( =+= CECEQ

CQC Vcarrc

VIsatI

- Au blocage

rcIVblocagevI CQCEQCEC +=⇒= )(0

)(satI C : Courant de saturation dynamique

CQI : Courant continu collecteur

CEQV : Tension continu collecteur émetteur

Cr : Résistance en courant alternatif vue par le collecteur

rc

VI CEQ

CQ +

CQI

CEQV rcIV CQCEQ +

Fig.5 Droite de charge dynamique

I.3 Dynamique du signal alternatif de sortie

La droite de charge dynamique permet de comprendre le fonctionnement en grand signaux, durant l’alternance positive la tension collecteur varie du point Q vers le point de saturation durant l’alternance négative la tension collecteur varie du point Q vers le point de blocage.

Si le signal d’entrée est trop grand on aura saturation

La dynamique du signal alternatif de sortie d’un amplificateur à émetteur commun est égale a la plus petites des deux valeurs approchées suivantes:

Ic

VCE

Q

Saturation

Blocage


54

Inf de

≈

≈

imalenegativeexcursionlVpp

imalepositiveexcursionlrcIpp

V

CEQ

CQ

CEQ

max'2

max'2

Pp : valeur crête à crête

Exemple

La droite de charge statique donne :

Dynamique du signal

3.6Kohm 10 Kohm

2.2Kohm 1Kohm

1.5Kohm

1Kohm

VCE

Q

5.76mA

10V

4.94V

2.17mA

V

IC

6.11V

B E

RS

VS V i

RL

VCC

V0

+10 V

1.17V

1.17V


55

VKohm

KohmVB 8.110.

2.12

2.2 ==

CQBEB

E ImAKohm

VVI ≈=

−= 1.1

1

VohmmAVVCEQ 94.4)4600).(1.1(10 =−=

mARR

VsatI

EC

CCC 17.2)( =

+=

Droite de charge dynamique :

KohmKohmKohmRRr LCC 06.15.1//6.3// ===

=+=+=

=+=+=

−

−−

VKohmrcIVblocageV

AKohmrc

VIsatI

VCAen

CQCEQCE

CEQCQC

CEQ

11.606.1.101.194.4)(

1076.506.1

94.4101.1)(

3

33

VppVKohmrcI CQ 34.2217.106.1.101.1 3 =⇒== −

VppVVCEQ 88.9294.4 −=⇒−= À éliminer

II. fonctionnement en classe A

Soit l’amplificateur à émetteur commun du paragraphe I

Le gain en tension vaut er

RA C

v '−= sans charge

Le gain en tension en chargeer

rA C

cv '−= LCC RRr //=

Le gain en courant β≈=b

Ci i

iA

Le gain en puissance i

p P

pA 0=

bii ivP .= Puissance d’entrée à la base en alternatif

CivP .00 −= Puissance de sortie du collecteur en alternatif

icvp AAA .−=


56

Exemple :

-rc =7500ohm, r’e=50ohm, et β=125

18750)125).(150(15050

7500125 =−−=−=−==≈ pcvi AAA β

Une puissance d’entrée de 1µW donne une puissance de sortie de 18.75mW

II.1 Puissance de charge

bL

LL R

VP

²=

2(max) LL VV =

222.2(max).2 pp

LLLpp

VVVVV =⇒==

L

ppL R

VP

.8

²(max)=

La charge d’un amplificateur peut être un haut parleur, un moteur…….

II.2 Puissance dissipé par un transistor

Lorsqu’un amplificateur n’est attaqué par aucun signal la puissance dissipée par le transistor est égale au produit de la tension continu par le courant continu.

CQCEQDQ IVP .=

Cette puissance ne doit pas dépasser la puissance limite d’un transistor sinon on risque d’endommager le transistor.

Exemple :

Le 2N2934 à une puissance limite de 310mW à 25°c

Si VCEQ= 10 V et ICQ= 5mA => PDQ=50mW

Donc le transistor dissipera facilement cette puissance à 25°c

II.3 Courant d’alimentation ou courant consommé

Le courant continu consommé par le pont diviseur vaut 21

1 RR

VI CC

+=

Le circuit collecteur consomme un courant continu de CQII =2

PL : Puissance de charge en alternatif.

VL : Tension efficace de charge.

RL : Resistance de charge.


57

La source continu doit fournir un courant moyen de 21 III S +=

La puissance consommée vaut SCCS IVP .=

- Rendement par étage

%100.(max)

S

L

P

P=η

III Fonctionnement en classe B

Le fonctionnement en classe A d’un transistor n’est pas le plus rentable en effet le courant collecteur circule durant 360° du cycle alternatif. En classe B le courant collecteur ne circule que durant 180° du cycle alternatif donc le point Q est voisin du point de blocage de la droite de charge dynamique.

III.1 Amplificateur Push-Pull

Un transistor classe B supprime une alternance pour éviter la déformation que cette suppression entraine, il faut monter deux transistors en push-pull chacun son alternance le montage push-pull ou symétrique donne un amplificateur classe B de faible distorsion de grande puissance de charge et de rendement élevé.

Fig 6 Montage push-pull

R2

RL

R2

B

E

R1

R1

B

E R1

PNP à émetteur suiveur

NPN à émetteur suiveur

+VCC

R1

V i


58

III.1.1 L’équivalent en courant continu CC

Fig.7 Schéma équivalent en courant continu

III.1.2 L’équivalent en courant alternatif CA :

Fig.8 Schéma équivalent en courant alternatif

Z i (base) V i

V0

+ RL

r’e

iC

R2

R2

B

E

R1

R1

B

E R1

PNP à émetteur suiveur

NPN à émetteur suiveur

+VCC


59

Les résistances de polarisation sont choisies de façon à placer le point Q au blocage. Cela polarise la diode émetteur de chaque transistor entre 0,6V et 0,7 V juste ce qu’il faut pour bloquer la diode émetteur ICQ=0 (idéal).

La symétrie du circuit (résistances de polarisations égales tensions des diodes égales) => chaque transistor consomme la moitié de la tension d’alimentation

VCEQ=VCC/2 ( Vcc=VCE1- VCE2 or VCE1= VCE VCE2= -VCE (PNP)

• Droite de charge statique

Comme il n’y a pas de résistance en courant continu dans les circuits des collecteurs ni dans ceux des émetteurs => le courant continu est infini donc la droite de charge statique est verticale (classe B présente un problème de stabilisation du point Q au blocage).

• Droite de charge dynamique

=+=

=+=

2)(

)(

CCCEQECQCEQCE

LEE

CEQCQC

CEQV

VrIVblocageV

Rrr

VIsatI

VCAen

Fig.9 Droite de charge dynamique et statique

ccVpp ≈

erR

RA

L

LV '+

=

β≈iA

Vcc/2 VCE

Ic

LR

Vcc

2

Droite de charge statique

Droite de charge

Dynamique

Q1

Q1

Q2


60

ivp AAA .=

III. 1.3 Distorsion de croisement de recouvrement ou de passage par zero

Fig.9 Montage push pull

Distorsion de croisement

Etant donné que la jonction VBE n’est pas polarisée alors la tension alternative d’entrée doit monter jusqu'à environ 0,7 V pour Q1 et – 0,7 V pour Q2.

Fig.10 Point de fonctionnement

Q1

B

E

R1

B

E

Q2 PNP à émetteur suiveur

Q1 NPN à émetteur suiveur

RL

Q2

VCEQ VCE

Ic

re

VCEQ

Q ICQ

V i +


61

Pour ne pas avoir ce problème il faut polariser légèrement la diode émetteur pour avoir un point Q un peu plus haut que le blocage. C’est ce qu’on appelle le classe AB en effet chaque transistor travaille plus de 180 °.

L

ppL R

VP

.8

²(max)= Vpp : tension crête à crête de charge

L

CEQ

CEQL

L

R

V

VPPR

PPP

2

²

2.8

²(max)

=

==

Puissance maximum dissipé par le transistor

LD R

ppP

.4

²(max)=

Puissance fournie au circuit Ps

SccS IVP .=

21 III S +=

1I Courant continu parcourant les résistances

2I Courant continu parcourant le collecteur du haut

Rendement par étage

%100.(max)

(max)

S

L

P

P=η

III. 1.4 Polarisation par diviseur de tension

VBE varie avec la température elle décroit de 2mV quand la température croit de 1° donc le point Q devient incorrect et I c augmente. Si par exemple VBE diminue de 60 mV Ic augmente 10 fois d’où danger. Pour remédier a cela nous devons utiliser des résistances réglable sans toutefois régler complètement le problème.

Une des solutions serait de faire une polarisation par diode


62

Fig.11 Transistor montés en diodes

Toute augmentation de la température diminue la tension de polarisation des diodes

Fig.12 Miroir de courant à diodes

+VCC

B

E

R1

R1

B

E R1

B

E B

Miroir de courant NPN

2 VBE

B

E

R1

R1

B

E R1

+VCC

Miroir de courant PNP


63

BI Très inférieur a RDR III ≈⇒

La diode a les mêmes caractéristique que la jonction VBE

⇒≈⇒≈≈⇒ RCCEDBE IIIIIV on règle le courant émetteur en réglant le courant de R.

On polarise la diode par un miroir de courant

Fig.13 Miroir de courant NPN

Fig.14 Miroir de courant PNP

B

E R1

+VCC

Miroir de courant PNP

IB

Miroir de courant NPN B

E

R1

+VCC

IB

ID

IR


64

III. 1. 5555 Amplificateur d’attaque ou de pilotage d’un amplificateur classe B

Fig.15 Amplificateur de pilotage d’un amplificateur classe B

Les condensateurs servent à transmettre le signal AC notons que ce n’est pas la meilleure façon d’attaquer un amplificateur classe B.

Le transistor Q2 est monté en source de courant qui fournit le courant de polarisation via les diodes. Le courant IE2 est réglé en réglant R2 IE3=IE4=IE2 (effet miroir).

Quand on attaque T2 avec un signal alternatif ce dernier sera amplifié et inversé (gain A=-R3/R4)

T2 se comporte comme un amplificateur d’entrée stabilisé durant l’alternance positive Q3 conduit durant l’alternance négative Q4 conduit.

B

E

R3

R1

B

E

R4

R1

B

E

Q2

Q3

Q4

RL

Vi

R2


65

B Amplificateur classe C

I Fonctionnement en classe C

Un amplificateur classe C peut fournir une plus grande puissance de charge qu’un amplificateur classe B sauf que pour amplifier une onde sinusoïdale il faut accorder l’amplificateur à la fréquence de l’onde d’entrée.

On l’utilise surtout pour amplifier des signaux radiofréquences (>20 KHz).

I fonctionnement en classe C

Fig.1 Transistor en classe C

B

E

RB RL

V i

Vo

C L

+Vcc


66

Fig.2 Réponse en fréquence

Fig.3Droit de charge statique et dynamique

La jonction BE n’est pas polarisée donc le point Q se confond avec Vcc, un courant collecteur apparait quand la tension d’entrée est supérieure à 0,7 V. Le transistor fonctionne pendant moins de 180 °.

Vcc

fr f

A

Amax

VCE

IC

Vcc/rc

Q

Droite de charge dynamique

Droite de charge statique


67

Fig.4 Forme d’ondes

Cette onde est composée d’une onde fondamentale f et d’un deuxième harmonique, d’un troisième etc…..

Si le circuit entre en résonance à f donc toutes les harmoniques sont éliminées et la tension de charge est une onde sinusoïdale. Un bon fonctionnement du montage exige un facteur de qualité supérieur à 10 (à bande étroite).

L’excursion maximale de tension le long de la droite de charge dynamique est d’environ Vcc à plein signal la tension de charge dévie d’environ Vce(sat) à 2 Vcc, comme Vce sat est a peu près nulle => la dynamique du signal PP est d’environ 2Vcc.

θθθθ

IC

. . . . . . . . .


68

Chapitre 5 Les amplificateurs opérationnels

Introduction

L’amplificateur opérationnel typique est un amplificateur a gain élevé pour des courant continu fonctionnant de 0hz a 1Mhz pas de capacité de couplage découplage.

I l’amplificateur différentiel ou de différence

Les transistors, les diodes et les résistances sont les seuls composants pratiques d’un circuit intégré monolithique. On fabrique parfois des condensateurs sur une puce mais leurs capacité est habituellement inférieur à 50pf. Les concepteurs de CI ne peuvent pas utiliser des condensateurs de couplages ils doivent donc coupler directement les étages d’un CI monolithique. L’amplificateur différentiel et l’un des meilleurs étages couplés directement il sert surtout d’étage d’entrée dans un amplificateur opérationnel.

Fig.1 Amplificateur différentiel

V0: Tension entre collecteur

A: RC /r’e

V1: Tension d’entrée non inverseuse

V2: Tension d’entrée inverseuse

V0

V1 V2

VCC

-VEE

RC RC


69

V0=A.( V1- V2)

I-1 Analyse en courant continu

-a Courant de queue IT.

Fig.2 Courant continu

ETE

BEEEE

BM

ECCBII

R

VVI

V

RRSi.2

.20

..02,0=

−=⇒

=⇒

< β

-b Courant de décalage d’entrée

21)( BBdecalegei III −=

021 =⇒= iQQ ITTSi

-c Tension de décalage d’entrée

Si les transistors sont identiques on a la tension continue de repos de sortie égale a

CCCCC RIVV .−=

On appelle toute déviation à partir de cette tension de repos une tension de décalage de sortie.

I.2 Analyse en courant alternatif

Appliquons le théorème de superposition

2.RE 2.RE

VCC

-VEE

RC

VCC

-VEE

RC

RB RB RB RB

Q1 Q2 Q1 Q2

RE


70

RE très grand devant r’e =>

Fig.3 Schéma en courant alternatif

VCC

-VEE

RC

RB

Q1 Q2

VCC

-VEE

RC

RE

Q1

Q2

V0

V1

V0

RE

V2 V1

ic

RC

RE

V0

V1 r’e

r’e

ic

ic

RC

V1 r’e

re

ic


71

CRicVer

Vieaon .

'2 01 ==

tensionengainer

R

V

V C ⇒=⇒'.21

0

CC Rer

VRicV

er

VieV .

'2.

'20 2

02

1 −=−==⇒=

er

R

V

V C

'.22

0 −=⇒

Théorème de superposition =>

).().('.2 2121)2(0)1(00 VVAVVer

RVVV C −=−=+=⇒

A: Gain en tension différentiel

Impédance d’entrée:

eri

Vri '..2

1

1 β==

Gain en mode commun

E

CMC R

RA

.2−=⇒

Si ⇒−=⇒Ω=Ω=⇒ 5.01010 MCEC AKRetKR l’amplificateur atténue un

signal de mode commun

- Taux de rejection en mode commun (Common Mode Rejection Ratio)

4005.0200 =⇒−==−

=⇒ CMRRAetAsiA

ACMRR MC

MC

I.2.1 Polarisation par miroir de courant

Pour obtenir une très grande résistance RE on polarise l’émetteur par un circuit miroir de courant.

Q4 se comporte comme une source de courant => RS est très élevée


72

Fig.4 Miroir de courant

De la même manière que précédemment on peut augmenter le gain différentiel A en utilisant un miroir de courant de charge. Si RC est trop grand on risque de saturé le transistor de sortie.

Fig.5 Miroir de courant de charge

VCC

VCC

-VEE

RC

RB

Q1 Q2

V2 V1

V1

R

Q4

-VEE

RB

Q1 Q2

V2 V1

V1

R

Q4

Q6

V0


73

II l’Amplificateur opérationnel

II.1 Introduction

Un amplificateur opérationnel idéal doit avoir une impédance d’entrée infinie une impédance de sortie nulle un gain infini et une bande passante beaucoup plus large que le spectre du signal à amplifier. Par ailleurs il doit être insensible aux variations de température aux variations de la tension d’alimentation et le signal de sortie doit être nul lorsqu’aucun signal n’est appliquée a l’entrée.

II.1.1 Symboles

- Symbole graphique

Fig.1 Symbole

- Modèle

GainA

entréedimpédancer

sortiedeimpédancer

i

:

':

:0

-

+

A +V0

+V1

+V2

Entrée inverseuse

Entrée non inverseuse

+V1

+V2

ri r0 +V0

V0

+Vsat

-Vsat Zone linéaire

Vε

A(V1 -V2)=Vε

Vε

Fig.2 Modèle

+

-


74

Fig.2 Défauts dans un amplificateur

Les générateurs de tension ed+ , ed- et les générateurs de courant id+ et id- représentent les défauts.

II.1.2 Fonctionnement de l’amplificateur en comparateur

En boucle ouverte

Vε >0 => V0= Vsat

Vε <0 => V0= -Vsat

Pour avoir un fonctionnement linéaire on doit réaliser une contre réaction pour des problèmes de stabilité elle sera toujours réalisé sur le (-) de l’amplificateur.

II.2 La rétroaction

II.2 .1 Définition

Le principe de la rétroaction consiste à ramener sur l’entrée une partie du signal de sortie.

Le cas de la rétroaction négative : contre réaction => le signal ramené est soustrait du signal d’entrée.

Fig.2 Rétroaction

ed-

ed+

id

id

-

+

A +V0

Entrée inverseuse

Entrée non inverseuse

Ampli principal

Gain A

Chaine de contre-réaction Gain B

Xi Xe Xo

-Xf Signal d’entrée Signal de sortie

+

-


75

BAgrandtrèsestASi

ABA

A

X

X

XABAX

XBXAXAX

ferméeboucleensystèmedugainX

XAaon

X

XB

X

XA

f

fe

O

eO

OeiO

e

Of

O

f

i

O

1

.1

.).1.(

)..(.

≈⇒

=+

=⇒

=+

−==

=

==

Donc le gain ne dépend que de la chaine de contre réaction qui ne comprend que des éléments passif stables en fonction de la température.

II.2.2 Différents type de contre-réaction

- Contre réaction tension-tension (tension série) : on réinjecte une tension proportionnelle a la tension de sortie.

Fig.3 Contre réaction tension-tension

- Contre réaction courant-tension (tension parallèle) : on injecte a l’entrée un courant proportionnel à la tension de sortie

Fig.3 Contre réaction courant-tension

Ii

If

Vf

Vo Ve Vi Avv

Bvv

Vf

Vo Ie

Rm

Bvi


76

- Contre réaction tension-courant (courant série) : on injecte a l’entrée une tension proportionnel au courant de sortie

Fig.4 Contre réaction -tension courant

- Contre réaction courant-courant (courant parallèle) : on injecte a l’entrée un courant proportionnel au courant de sortie

Fig.5 Contre réaction -courant courant

III Application linéaires de l’amplificateur opérat ionnel

On suppose que l’amplificateur opérationnel est idéal :

0

)(

)(

=

=+∞=

=+∞=

⇒ −+

−+

SZ

iiZe

VVA

If

Vf

Io

Ve Vi

Bvv

RL

Vf

Io

Ii

Bvi

RL

Ie

Rm

Rm


77

III.1 Montages classiques

III.1.1. Amplificateur suiveur

0== εVpuisqueVVe S

0≈+∞= SZetZe

Fig.6 Amplificateur suiveur

Le suiveur de la figure suivante évite que le quadripôle Q2 charge le quadripôle Q1.

III.1.2 Amplificateur non inverseur

Fig.7 Amplificateur non inverseur

+

-

+

-

Q2

Q1

+

-

+V0

Vε

+Ve

R1 R2


78

SVRR

RVVVe .

21

1

+=== −+

SS V

R

R

Ve

V.1

1

2

+=⇒

faibletrèsestZZe S+∞=

III.1.3 Amplificateur inverseur

Fig.8 Amplificateur inverseur

1

1

2

22

11

Re

.

..

..

RfaibleestR

R

R

Ve

V

IRVIRV

IRVIRVe

S

S

S

=

−=

≈−−=

≈−=

ε

ε

III.1.4 Amplificateur sommateur ou additionneur

Fig.9 Amplificateur sommateur

+V3

+V2

R1

R2

-

+

+VS

Vε

+Ve

R1

R2

I

-

+

+VS

Vε +V1

R3

R1


79

On a

1

0

R

V

Ri

Vi −=∑

iVRi

RV .1

0 ∑=

Vo est au signe près une somme pondérée des tensions d’entrée.

III.1.5 soustracteurs ou amplificateur de différence

Fig.10 Amplificateur soustracteur

2.

.22

2

VV

R

RV ==+

2.

.2.

.201

01

VVV

R

RV

R

RV

+=+=−

120 . VVVVV −=⇒= −+

2.

.01

0

1 VVV

IRVV

IRVV +=⇒

=−

=−−

−

−

R

-

+

+V0

Vε

+V1

R

R

I

+V2 R


80

III.1.6 Dérivateur Intégrateur

Fig.11 Amplificateur dérivateur

dt

dVeCRV

dt

dVeCior

R

Vi

VVRiVV

S

S

S

.

0.

−=⇒

=−

=⇒

===− +−−

Fig.11 Amplificateur intégrateur

R

VeiRiVeV

−=⇒=−− .

C

-

+

+VS

Vε

+Ve

C

R

I

-

+

+VS

Vε

+Ve

R I


81

dt

dVCi S=

∫−=⇒−=⇒ dtVeCR

VCR

Ve

dt

dVS

S ..

1

.

III.1.7 Convertisseur courant tension

Fig.12 Amplificateur convertisseur de courant tension

RiV .0 =

III.1.8 Convertisseur tension courant

Fig.13 Amplificateur convertisseur de tension courant

-

+

+VS

Vε

+Ve

R

i

+

-

+V0

Vε

+Vi

R

RL

+Vf


82

R

V

R

ViV

RR

RV

VVVV

if

Lf

fi

≈≈⇒+

=

=⇒= +−

00

IV. Les filtres actifs

IV. 1Les filtres passe-bas

I

Fig.13 Filtre passe bas 1er ordre

RCfcavec

fc

fjWRCjV

V

WCjRIV

WCjIV

ii

π2

1

.1

1

..1

1

)..

1.(

..

1.

=+

=+

=⇒

+=

=+

+

SVRR

RV

21

2

+=−

ClS A

R

R

V

V =+=−2

11

fc

fj

A

V

V Cl

i

S

.1+=

ClA : Gain en tension en boucle fermée non inverseuse

Au dessus de la fréquence de coupure le gain en tension diminue à la vitesse de 20 db par décade.

+

-

+VS

C +Vi

R1

R2

Réseau retard


83

Pour un filtre du deuxième ordre il faut associer deux réseaux de retard

La figure suivante donne le cas d’une structure à deux réseaux de retard d’où un filtre passe-bas du deuxième ordre avec une pente de 40db/dec.

Fig.14 Filtre passe bas 2ème ordre

⇒=+ 586,112

1

R

R On obtient la caractéristique de réponse la plus horizontale possible

cette caractéristique de réponse s’appelle la caractéristique de réponse de butterworth.

RCfcACl π2

1586,1 =⇒=

Fig.15 Filtre passe-bas a trois pôles 60db/dec

+Vi +VS

R

+

-

+VS

C +Vi

R1

I

R2

Réseau retard

R

C

R

+

- C +Vi

R1

R2 Réseau retard

R

C

R

+

- C

R1

I

R2 Réseau retard


84

Deuxième cellule

RCfcACl π2

12 =⇒= Première cellule arbitraire

IV.2 Filtre passe-haut

On transforme un filtre passe-bas ou butterworth en un filtre passe-haut en utilisant des réseaux d’avance au lieu de réseau de retard .

Fig.5 Filtre passe haut à un pôle

Les gains sont les même que dans le cas du filtre passe-bas

Le filtre passe-bande possède une fréquence de coupure f inf est supérieure fsup si la fsup est dix fois supérieure à la f inf on peu monter un filtre passe bas et un filtre passe haut en cascade.

R

+

-

+VS

C

+Vi

R1

R2

Réseau retard


85

Chapitre 6 Oscillateur

I. Oscillateur sinusoïdaux

L’Oscillateur sinusoïdal nécessite l’utilisation d’un amplificateur à réaction positive. On applique un signal de réaction au lieu d’un signal d’entrée.

Si le gain de boucle et de phase sont convenable on obtient un signal de sortie même en l’absence de signal externe d’entrée (l’oscillateur ne crée pas de l’énergie il transforme seulement l’énergie continue de l’alimentation en énergie alternative).

I.1 Gain de boucle et phase

Fig.1 Principe

Soit une source de tension Vi attaquant les bornes d’entrée de l’amplificateur nous avons

iO AVV =

La tension Vo attaque un circuit de réaction qui est habituellement un circuit résonant la réaction est maximale a une certaine fréquence la tension de réaction au point x est égale a

if ABVV =

On raccorde les points x et y

- Si ii VABVAB <⇒<1 et le signal de sortie s’annule

- Si ii VABVAB >⇒> 1 et le signal de sortie croit

- Si ii VABVAB =⇒= 1 et la tension de sortie est une sinusoïde stable

+

-

A

B

X Y

ABVi Vi Vo


86

Dans ce cas l’oscillateur fournit son propre signal d’entrée et produit une sortie sinusoïdale.

Fig.2 Principe

Au moment de l’application de l’alimentation à l’oscillateur le gain de boucle AB est supérieure à 1. Une petite tension d’amorçage est appliquée entre les bornes d’entrée et la tension de sortie croit. Une fois le niveau désiré de la tension de sortie atteint le gain AB descend automatiquement à 1 et l’amplitude de sortie reste constante.

Tension d’amorçage

Au borne d’une résistance on a une tension de bruit qui comporte des fréquences supérieures à 1000 GHz quand on applique l’alimentation cette tension est amplifiée à la fréquence de résonance du circuit.

Points essentiels du fonctionnement d’un oscillateur à réaction

1- Initialement le gain de boucle AB doit être supérieure à 1 à la fréquence à laquelle le déphasage de boucle est nul.

2- Une fois le niveau de sortie est atteint AB doit décroitre jusqu'à 1 par la réduction de A ou de B.

II. Oscillateur à pont de Wien

II.1 Réseau d’avance de retard

Fig.3 Réseau d’avance de retard

A

B

Vo

+Vi

R C I

R

C

+VO


87

iCC

CO V

XjRXjR

XjRV .

).//(.

).//(

−+−−=

iC

C

O

X

R

R

XV

)²(9

1

−+=

3arctan C

C

X

R

R

X −=φ

CRf

..2

1

π=

Fig.4 Gain en tension Déphasage

Le circuit de réaction d’un oscillateur à pont de wien est un réseau d’avance retard au dessus et au dessous de la fréquence de résonance le taux de réaction est inférieur à 1/3 et le déphasage n’est plus nul.

Lampe à incandescence R2 =R’

RL

C

R

φ

fr

-90°

90°

fr

1/3

f f

+

-

+VO 2R’=R1

C

R

Réaction

positive

Réaction

négative

Fig.5 Oscillateur a pont de Wien


88

Il faut avoir un gain égal à 3 exactement, ce n’est pas possible avec des résistances de ce fait nous utilisons une CTN car sa valeur croit avec la température.

Fig.5 R en fonction de V

Résistance de la lampe à incandescence augmente avec la température

II.2 fonctionnement

La réaction positive fait croitre les oscillations lorsqu’on applique l’alimentation une fois le niveau désiré du signal de sortie atteint, la contre réaction réduit le gain de boucle à 1.

A la mise sous alimentation la résistance de la lampe est petite et la contre réaction est faible

1>⇒ BACL et les oscillations croissent à la fréquence de résonance.

La lampe a incandescence s’échauffe légèrement à mesure que les oscillations croissent et sa

résistance augmente au niveau désiré 131'1

2 =⇒=+== BAR

RAetRR CLCLlampe

Autre façon de réduire AB à 1.

Fig.6 Limitation d’amplitude par des diodes

R1

R’

V’ V lampe efficace

R lampe

R2 =R’ C

+

-

+VO R

R

C R3


89

A la mise sous tension les diodes sont bloquées et le taux de réaction est < 1/3 puisque

22

1 >R

R cela permet au signal de sortie de croitre. Une fois le niveau de sortie désiré atteint les

diodes conduisent les alternances alternées 13 // RR⇒ et le taux de réaction augmente jusqu'à

1/3 et AB=1 et la tension de sortie se stabilise.

III. Oscillateur colpitts

L’oscillateur à pont de wien ne convient pas aux hautes fréquences ( > 1 MHz). L’oscillateur LC un dispositif utilisé pour des fréquences comprises entre 1 MHz et 500 MHz règle cette difficulté.

III.1 Montage a émetteur commun

Fig.7 Oscillateur Oscillateur Colpitt

Fig.8 Circuit équivalent en courant alternatif

VCC

C3

Bobine d’arrêt radio fréquence

C1

V1

R

Q4

C2

R3

R2

R1

L

V0

C1

C2

L

V0


90

Gain en tension en basse fréquence égale à er

rc

' rc : résistance en courant alternatif

vue par le collecteur.

On reconnait l’oscillateur colpitts par son diviseur capacitif de tension formé par 21 CetC il

produit la tension de réaction nécessaire aux oscillations.

21

21.

..2

1

CC

CCC

CLf r +

==π

21 CetC en série

Condition d’amorçage 1>AB cette condition équivaut B

A1>

On a 1

2

2

1

2

1

C

CA

C

C

X

X

V

VB

C

C

O

f >⇒≈≈=

Cette condition ne tient pas compte de l’impédance de base qui est en parallèle avec C2. Une analyse plus rigoureuse devrait tenir compte de Z base.

Un amplificateur bipolaire comprend un réseau de retard de base et de collecteur. Il faut que les fréquences de coupure de ces réseaux soient supérieure a la fréquence d’oscillation sinon

le gain en tension est inférieure à er

rc

' et le déphasage supplémentaire de l’amplificateur

empêche toute oscillation.

Couplage a une charge

La fréquence exacte fr d’oscillation dépend du facteur Q du circuit on a :

+=

²1

².

..2

1

Q

Q

CLf r π

Si idéalefréquenceCL

faonQ r ...2

110

π=>

idéaler ffQ <<10 De plus un facteur Q petit peut empêcher l’oscillateur de s’amorcer en

abaissant le gain en haute fréquence au dessus de 1/B. si la résistance de charge RL est grande Q restera supérieure a 10 si RL est petite Q restera inférieur a 10 et les oscillations peuvent ne pas s’amorcer. En y remédie a cela en insérant une capacité a grande réactance Xc comme le montre la figure a. Une autre façon de transmettre le signal à une petite résistance de charge est d’insérer un transformateur avec un secondaire de quelques spires (figure b).


91

Fig.9 a: Capacité a grande réactance b transformateur

IV. Cristaux de quartz

Quelques cristaux naturel sont piézo-électrique (le quartz , les sels de rochelles et la tourmalines). Lorsqu’on applique à ces matériaux une tension alternative ils vibrent à la fréquence de la tension appliquée. Inversement si on les forces mécaniquement à vibrer ils génèrent une tension alternative.

IV.1 Fondamentales et harmoniques

La formule de la fréquence fondamentale d’un cristal est t

Kf = avec K une constante qui

dépend de la coupe et d’autre facteur et t représente l’épaisseur du quartz.

F inversement proportionnel a t plus t est petit plus f est grand les cristaux de quartz vont en général jusqu'à 10 MHz au delà le quartz deviennent très mince car t est très faible ce qui risque de casser le quartz. Néanmoins on peut utiliser un cristal monté pour vibrer sur les harmoniques.

IV.1 Résonance série et résonance parallèle

L’intérêt des cristaux par rapport aux circuits résonant LC est leurs facteur de qualité Q très élevé il peut facilement dépasser les 10000 d’où une fréquence très stable des oscillateurs. Le facteur Q d’un circuit résonant LC discret dépasse rarement 100.

Fig.11

R2

C

V0

C1

C2

L

V0

RL

t

Fig.10 Quartz

Cm

Cm

L

R

CS

b :Circuit équivalent en

courant alternatif d’un cristal qui vibre

a : Capacité de montage


92

b : Circuit équivalent en courant alternatif d’un cristal qui vibre

fS fréquence de résonance série avec ...2

1

S

SCL

fπ

=

fP fréquence de résonance parallèle avec ...2

1

Maille

PCL

fπ

=

avec mS

mSmaille CC

CCC

+= .

Si L=3H CS= 0,5pF R=2000 ohm Cm = 10pF

Pour ces valeurs Q > 3000

Oscillateur à cristal

Fig.12 Oscillateur à cristal colpitts

V. Minuterie 555

V.1 Bascule RS

saturéTVccVbloquéTIVsaturéTSi CEBCE 122211 00 ⇒+=⇒⇒=⇒≈⇒

bloquéTIVsaturéTVccVbloquéTSi BCECE 112211 00 ⇒=⇒≈⇒⇒+=⇒

VCC

C3

Bobine d’arrêt radio fréquence

C1

V1

R

Q4

C2

R3

R2

R1

L

V0


93

Fig.13 Partie d’une bascule RS

L’ajout de composant donne une bascule RS

V.2 Schéma fonctionnel du 555

Fig.14 Schéma simplifié de principe de la minuterie 555

R

Q

V0

T2 T1

VCC

RC RC

RB RB

Q

+

-

+VCC

R

3 Sortie

5 Kohm

+

-

R

S Q

Q

T1

7 Décalage

4 Remise au

niveau bas

1 Masse

5 Kohm

5 Kohm

Basculement 2

Commande 5

Seuil 6


94

V.2.1 Fonctionnement en Multivibrateur Monostable

Fig. 15 Multivibrateur Monostable

Quand le point de basculement est légèrement 3

Vcc+< VS1 est au niveau haut => la bascule est

au niveau bas => T bloqué et C se charge a travers R si 3

.2VccVc

+> => VS2 est au niveau haut =>

bascule au niveau haut et T conduit et le condensateur se décharge.

Fig.16 Chronogramme

+Vcc

R

R

+

-

+VCC

3 Vo Sortie

5 Kohm

+

-

R

S Q

Q

1 Masse

5 Kohm

5 Kohm

Basculement 2

6

T2

R’

7

8

S2

S1

Basculement

Seuil

Sortie

+Vcc/3

+2.Vcc/3

+Vcc

0

0

W

W=1,1 RC


95

V.2.2Fonctionnement en multivibrateur astable

Si Q au niveau bas => T bloqué et C se charge via (RA+RB) quand Vc dépasse 2Vcc/3 => VS2 passe au niveau haut et met la bascule au niveau haut (Q) => T sature et VCE =0 => V7=0 et C se décharge via RB quand Vc descend jusqu'à +Vcc/3 VS1 passe au niveau haut => la bascule passe au niveau bas.

Fig.17 multivibrateur astable

Fig.18 Chronogramme

RA

R

+

-

+VCC

3 Vo Sortie

5 Kohm

+

-

R

S Q

Q

1 Masse

5 Kohm

5 Kohm

6

T2

R’

7

8

S2

S1

RB

2

W

T

2/3

1/3

Vcc


96

%100..2)..2(

44,1%100.

RBRA

RBRAD

CRBRAf

T

WD sortie +

+=+

==

Bibliographie

[1] A.P.Malvino, Principe d’électronique, Dunos Paris, 2002.

[2] A.Pellat, Pratique de l’amplificateur opérationnel Masson Paris, 1986.

[3] H. Lumbroso, Electronique, Dunos Paris, 1993.

[4] J.M.Domini et L .Quaranta, Introduction à l’électronique, Masson Paris, 1998.

[5] P.Horowitz et W. Hillt, Traité de l’électronique analogique et numérique Vol n 1, electro,

1996.

[6] I. Jilinski, Amplificateur Oscillateur, Librairie Vuibert,1996


97

cours electronique

Documents

transistor ii

ii polarisation

courant iii

diodes ii

polarisation de la diode

avalanche ii

iii amplificateur metteur

sortie iii