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CHAPITRE 3: ETAGE DADAPTATION SELON LE CONCEPT DU TRANSFORMATEUR DC

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Figure 3.6 : Exemple de relev de mesures en rgime statique dun buck avec fonctionMPPT analogique utilis en mode chargeur de batterie de 12 V nominale.

Le comportement du buck en rgime tabli tant valid, il tait intressant deffectuer des essais rels pour connatre la rponse dun tel systme vis--vis dun certain nombre detransitoires qui se produisent en ralit cause de la nature mme dun gnrateur constitudun ensemble de cellules.

Ainsi, si un GPV est constitu de plusieurs branches de cellules mises en parallle, siune des branches ne peut pas produire de lnergie parce quelle se retrouve ombre,

phnomne pouvant se produire naturellement lors de passages nuageux sur des applicationsterrestres ou provenant dune clipse dans les applications spatiales, la branche ombre sedconnecte momentanment du reste du systme travers sa diode anti-retour. Ce transitoireest donc intressant tudier car il peut se produire plusieurs fois dans une journe sous lesclimats temprs. Le protocole que nous avons mis en place correspond examiner letransitoire le plus dfavorable qui puisse se produire pour un tel GPV. Nous avons alorsexamin systmatiquement la rponse du systme aliment par deux GPV en parallle

pouvant fournir au total une puissance double au relev de la figure 3.6 pour lensemble desstructures. Le but des essais dont les rsultats sont consigns en figure 3.7 tait dtudier lesvariations brusques de courant du GPV sur un champ de panneaux mis en parallle lordre2. Dans le relev exprimental de la figure 3.7, le courant dentre du convertisseur augmente

brutalement pendant que la tension reste inchange correspondant un ombrage qui disparat.Le nouveau point de puissance maximale est alors atteint trs rapidement par le systme derecherche MPPT conformment aux tudes thoriques consignes au chapitre 2. Ceci tait

prvisible car nous pouvons constater que la tension V opt du GPV na pratiquement pas changmalgr cette variation brutale de courant. Ainsi, comme la commande MPPT fixe un rapportcyclique correspondant au lien entre la tension de sortie fixe par la batterie et la tension duGPV, il ny a pas de modification de variation de D dans ce cas. Ainsi, ladaptation aunouveau point dopration est trs rapide. Un fonctionnement similaire de ltage dadaptationest observable quand le courant chute.

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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a)- Connexion b) Dconnexion Figure 3.7 : Rponse dun GPV avec tage dadaptation constitu de deux panneaux BP

585 en parallle des variations brusques de courant I PV .

Le deuxime type dessais que nous avons men correspond ltude du comportementdun GPV constitu dun grand nombre de cellules mises en srie protges par groupe laide de diodes by-pass. Comme dans le cas prcdent, nous nous sommes intresss aucomportement de lensemble lorsquune partie du GPV est ombre. Une premire partie deces essais est effectue laide dun panneau associ une alimentation de tension de 5Vcorrespondant la tension thorique de lassociation de 8 10 cellules. Pour simuler unombrage sur une ou plusieurs cellules dun regroupement dclenchant la mise en conductionde la diode by-pass associe, on court-circuite lalimentation (attention, choisir unealimentation qui supporte le court-circuit pour ces essais). Les relevs exprimentaux de ces

essais effectus pour le buck sont consigns en figure 3.8.

a) Connexion b) Dconnexion Figure 3.8 : Rponse dun GPV constitu de x cellules en srie dont quelques unes sont

court-circuites par la diode by-pass en cas dombrage.(simuls par une source detension auxiliaire de 5 V).

vC PPV

VPV

IPV

VBAT

vC PPV VPV

IPV VBAT

vC PPV

VPV

IPV VBAT

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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3.4.2 Etage dadaptation survolteur.

3.4.2.1 Schma de principe.

Le schma de ralisation de ltage dadaptation dun GPV partir dun convertisseur de type boost est prsent en figure 3.9. Cette structure lvatrice est plutt destine auxapplications o la tension de la batterie est suprieure la tension de circuit ouvert V oc dugnrateur, comme nous lavons dmontr dans la section 3.3.2. Il peut tre remarqu que la

protection anti-retour du courant de la batterie sur le GPV peut tre directement assure par ladiode jouant le rle de roue libre au sein de la structure. Lutilisation de cette structure permetdonc de faire des conomies par rapport la structure abaisseuse prsente dans la section3.4.1. En effet, la rduction de composants rduit dautant le cot de ltage dadaptation mais

permet galement daugmenter le rendement global de la chane par llimination des pertesdues la conduction directe de la diode anti-retour.

CO

L

+

-v

i ChargeGPV

P MAX

G

I PV

VPV

Driver

CommandeMPPT

Batterie

M

D

D pC I 24 V

+ -

+2.5 V

-2.5 V

LM311

XR2206

VC

Figure 3.9 : Schma de principe dun tage dadaptation survolteur dun GPV avec fonction MPPT fonctionnant en chargeur de batterie pour V bat > V oc.

Une ralisation exprimentale du GPV a t faite pour connecter un panneau PV de typeBP585 une batterie au plomb de 24 V. Les valeurs des paramtres principaux du circuit sontles suivantes : C i = 2 F, Co = 2 F et L = 33 F pour une frquence de dcoupage de 280kHz.

Pour le convertisseur boost , thoriquement, le transfert de puissance nest possible quesi la tension de sortie est suprieure la tension dentre. Toutefois, en ralit, si on considrele cas o la tension de batterie peut devenir infrieure la tension du GPV, lorsque par exemple ltat de charge de la batterie est trs faible ou proche dune dgradation dfinitive,la structure boost peut fonctionner en mode dgrad. En effet, le passage de courant dugnrateur vers la batterie est possible travers la diode de roue libre permettant ainsi larcupration dune partie de lnergie du GPV. Dans ce mode de fonctionnement dgrad,aucune rgulation nest possible et ltage dadaptation ne fonctionne pas proprement parl.Le point de fonctionnement de lensemble est alors li directement la valeur de la tension dela batterie. Ceci peut reprsenter un avantage important de cette structure par rapport lastructure abaisseuse qui dans le cas dune tension de batterie suprieure celle de V oc, ne

permet aucun transfert de puissance.

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3.4.2.2 MesuresLa figure 3.10 montre le comportement en rgime tabli de ltage dadaptation

survolteur avec fonction MPPT. Nous pouvons constater que lalgorithme de la commandeMPPT extrmale fonctionne de faon similaire celui du convertisseur de type buck enimposant la mme forme donde triangulaire la variable de contrle V c. Ainsi, il y a deux

passages par le point de puissance maximale dans chaque priode du signal triangulaire V c.Pour indication, sur ce relev, le rendement MPPT mesur est de 99.4 % pour une puissancefournie de 56.19 W.

Figure 3.10 : Relev exprimental en rgime tabli dun convertisseur boost avec fonctionMPPT fonctionnant en chargeur de batterie (24 V).

La figure 3.11 illustre la rponse du systme aprs laugmentation brutale du courant dela source PV alors que sa tension reste inchange. Les conditions dessais sont identiques ceux des relevs de la figure 3.7 pour la structure abaisseuse. Le nouveau point de puissancemaximale est alors atteint instantanment comme dans le cas prcdent. De mme, le systmeva rpondre rapidement vis--vis dune diminution brutale du courant du gnrateur PV.

a)- Connexion b) Dconnexion Figure 3.11 : Rponse du systme vis--vis de changements brutaux de courants dans le

gnrateur constitu de deux panneaux BP585 en parallle.

vC PPV

VPV

IPV VBAT vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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La figure 3.12 illustre le comportement des grandeurs lectriques du systme vis vis dechangements brutaux de tension du GPV. Dans ce cas, la tension du point de fonctionnementdu gnrateur se trouve modifie si on connecte ou dconnecte le gnrateur de tensionannexe. Comme nous pouvons le constater sur le relev exprimental, un certain temps (20ms) est alors ncessaire lalgorithme de commande pour atteindre le nouveau point de

puissance maximale. Nous pouvons constater une diffrence importante de comportement par rapport la situation duale de variation brutale de courant du GPV. Dans ce dernier cas, il esten effet ncessaire de trouver un nouveau rapport cyclique travers la commande MPPT pour atteindre de nouvelles oscillations autour de la nouvelle tension optimale.

a)- Connexion b) Dconnexion Figure 3.12 : Rponse la connexion/dconnexion en srie de quelques cellules en srie du

GPV (simuls par une source de tension auxiliaire de 5 V).

Ces tests rels simples raliser montrent quun tage dadaptation donn ne ragit pasde faon identique vis--vis dun GPV constitu de plusieurs panneaux PV (cellules ou

branches) en parallle par rapport celui constitu de plusieurs panneaux en srie (cellules ou branches). Ces premires constatations ont t approfondies sur quelques structures par lvaluation sur un temps important de limpact de ces diffrences de comportement (tempsde rponse). Cette tude a t complte par ltude dautres configurations possibles pour mieux valider le concept de transformateur DC avec le convertisseur boost qui prsenteaujourdhui les meilleures potentialits. Ces essais supplmentaires sont dtaills dans lechapitre 5.

Pour la structure boost , un essai supplmentaire a t men pour caractriser les performances du boost en mode dgrad. Lessai en question consiste prendre commenouveau GPV aprs une dtrioration dfinitive dune partie dun panneau, la moiti descellules restantes comme nouveau GPV. Ceci peut effectivement se produire en fin de vie deGPV ou par casse accidentelle dune partie du panneau. Pour effectuer cet essai, les bornesdentre du convertisseur boost sont connectes entre une borne de sortie du gnrateur et le

point milieu disponible dans les panneaux prsentant un regroupement de cellules en srie permettant la connexion de deux diodes by-pass. Cet essai ne peut tre conduit quavec lestages dadaptation pouvant fonctionner avec V in < V out .

vC

PPV VPV

IPV

VBAT

vC PPV

VPV IPV

VBAT

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CO

L

+

-v

i ChargeGPV

P MAX /2G

I PV

VPV

Driver

CommandeMPPT

Batterie

M

D

D pC I 24 V

+ -

+2.5 V

-2.5 V

LM311

XR2206

VC

Figure 3.13 : Etage dadaptation aliment par un GPV constitu dun demi-panneau BP 585 fonctionnant en chargeur de batterie de 12 V ou 24 V par le biais dun boost avec

fonction MPPT.

Les figures 3.14.a et 3.14.b montrent le courant, la tension et la puissance fournis par ledemi-gnrateur quand le convertisseur boost est connect respectivement sur une batterie de12V puis de 24V. Nous constatons que le convertisseur boost peut suivre le point de

puissance maximale avec des rendements MPPT levs. En effet, dans le cas dune batterie de12 V, le rendement MPPT est de 99.6 % et pour une batterie de 24 V, il devient gal 99.4 %.Cet essai permet dillustrer un autre avantage de la structure boost par rapport la structurebuck soumise un essai similaire . En effet, quand une ombre couvre la totalit dune cellule,

pour le circuit dvolteur , la puissance restante dans le demi-module PV non atteint par ledfaut ne peut pas tre fournie la charge malgr la prsence de diodes by-pass car lacondition de fonctionnement de cet tage ( V BAT < V oc) nest plus respecte.

Remarques gnrales :

Une des consquences des essais des sections 3.4.1 et 3.4.2 est de montrer quenutilisant un buck en tage dadaptation, les diodes by-pass pour un tage dadaptationdimensionn comme celui de la figure 3.9 ne sont pas utiles. L aussi, nous pouvons doncfaire des conomies de composants.

Pour la structure boost , des essais complmentaires doivent tre faits pour valuer lerendement global de ltage dadaptation fonctionnant dans les modes dgrads reprsentantde de la puissance nominale dlivre, le reste tant occult par des ombres. Dans cescas-l, le boost fonctionne dans des zones diffrentes celle tablie pour le cahier des chargesinitial, en particulier, en prsentant des rapports cycliques optimaux de fonctionnementdiffrents. Il est alors intressant de connatre lvolution du rendement de conversion dun teltage sur lensemble de la plage de puissance du GPV. Ces essais complmentaires sontconsigns au chapitre 5.

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a)- V BAT = 12 V b)- V BAT = 24 V Figure 3.14 : Mesures en rgime tabli dun boost avec fonction MPPT aliment par un

module BP 585 pour charger une batterie au plomb.

3.4.3 Etage dadaptation abaisseur/survolteur (Cuk)

3.4.3.1 Schma de principe

Parmi les diffrents convertisseurs abaisseur-lvateur du tableau I, cest leconvertisseur Cuk que nous avons choisi dtudier jusqu la ralisation exprimentale de lastructure de ltage dadaptation GPV-charge. En effet, ce choix a principalement t dict par

la prsence dune inductance en srie sur les ports dentre et de sortie confrant la structuredes niveaux dinterfrences lectromagntiques infrieurs ceux prsents dans leconvertisseur buck-boost ou bien mme dans le convertisseur SEPIC. Un inconvnientsubsiste concernant linversion de signe de la tension de sortie par rapport celle dentre.

L1

i ChargeGPV

P MAX

G

I PV

VPV

Driver

CommandeMPPT

Batterie

MDD pC I

24 V

+ -

+2.5 V

-2.5 V

LM311

XR2206

VC

C1

+ -vC1 L2

C2 i2

+

-v2

Figure 3.15 : Schma dimplantation dun convertisseur Cuk avec fonction MPPT utilis comme tage dadaptation abaisseur-lvateur pour GPV devant charger une batterie.

vC

PPV

VPV

IPV VBAT

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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Par sa structure, le convertisseur Cuk peut travailler avec des tensions de sortie plus petites ou plus grandes que la tension dentre. Nous avons valid cette structure par laralisation dun tage dadaptation entre un GPV BP 585 et une batterie de 12 V et/ou de 24V. Les paramtres du circuit sont alors les suivants : C I = 8 F, C 1 = 17 F C 2 = 50 F, L 1 =98 F et L2 = 98 F pour une frquence de dcoupage de 133 kHz.

3.4.3.2 Mesures

Les figures 3.16.a et 3.16.b montrent les formes dondes en rgime tabli duconvertisseur Cuk avec fonction MPPT pour charger une batterie au plomb de 12 V et 24 Vrespectivement. Nous pouvons constater que lalgorithme de la commande MPPT extrmaleest encore inchang et agit toujours de faon similaire aux cas prcdents pour imposer uneforme donde triangulaire la variable de contrle V c. Pour une batterie de 12 V, sur les

relevs exprimentaux prsents, nous avons pu mesurer un rendement MPPT de 99 % pour une puissance fournie de 35.3 W. Nous pouvons aussi constater que la tension de sortie a bienune rfrence inverse par rapport celle dentre. Dautre part, nous avons pu mesurer pour une batterie de 24 V, un rendement MPPT de 97 % pour une puissance fournie de 33 W.

a)- V BAT = 12 V b)- V BAT = 24 V Figure 3.16 : Formes dondes en rgime tabli dun convertisseur Cuk avec fonction MPPT

pour charger une batterie au plomb.

La figure 3.17 illustre la rponse du systme aliment par un GPV constitu de deux panneaux BP 585 en parallle. Comme pour les deux autres structures, nous avons ainsi putudier le comportement de lensemble lorsquun des panneaux est dconnect ou reconnectentranant une variation brutale de courant alors que la tension du GPV reste inchange. Lenouveau point de puissance maximale est alors atteint instantanment comme il tait

prvisible.

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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a)- Connexion b) Dconnexion Figure 3.17 : Rponse du systme des changements brutaux de courants pour un GPV

constitu de deux panneaux PV mis en parallle. (V BAT = 12 V).

De faon analogue aux deux autres structures, nous avons tudi le comportement desvariables du systme lorsque le GPV a des variations brusques de tension. Dans ce cas, cestla tension du point de fonctionnement optimal qui change. Comme nous lavons constat pour les autres structures, un temps dtablissement infrieur 20 ms est ncessaire pour atteindrele nouveau point de puissance maximale.

a)- Connexion b) dconnexion Figure 3.18 : Rponse du systme lors de connexions/dconnexions en srie dune source

de tension additionnelle de 5 V pour un tage dadaptation GPV-batterie de 12V base

de Cuk.

3.5 Structures avec isolement galvanique

Dans cette section, nous tudions des structures dadaptations constitues deconvertisseurs statiques avec isolement galvanique. Un transformateur AC dans un tagedadaptation DC/DC doit avoir une relle justification car sa prsence engendre des pertessupplmentaires ainsi quun surcot de la structure. Le choix vers des structures utilisant untransformateur AC pour constituer un tage dadaptation se justifie dans les cas suivants :

- fonction disolation galvanique assurer par ltage dadaptation,- grande flexibilit sur le rapport entre la tension dentre et celle de sortie. Par

exemple, une forte lvation de la tension de sortie du convertisseur jouant non

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

vC

PPV VPV

IPV

VBAT

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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seulement sur D mais aussi k est ncessaire pour lever la tension dun GPV unetension compatible avec la tension dentre dun onduleur connect au rseau.

- changement de la polarit des tensions de sortie de certains convertisseurs pour avoir les deux diffrences de potentiel de mme signe.


Pour vrifier le fonctionnement de la commande MPPT extrmale du LAAS-CNRS sur une structure isole, nous avons choisi de dvelopper le convertisseur Flyback pour sasimplicit et le faible nombre de composants ncessaires pour raliser cette structure.Aujourdhui ce convertisseur est trs utilis pour des intervalles de puissance entre 50 W et100 W correspondant la gamme de puissance des GPV que nous utilisons. Nanmoins, undes inconvnients de ce convertisseur est le niveau de stress en tension que doit subir letransistor. En effet, la tension maximale que doit supporter le transistor doit tre suprieure

la tension dentre additionne de la tension de sortie ramene au primaire ( V BAT /n). Enralit, il faut aussi tenir compte dune surtension additionnelle lie aux inductances de fuitesdu transformateur.

La figure 3.19 montre le schma dimplantation du convertisseur Flyback avec safonction MPPT. Le Flyback est la structure isole du convertisseur buck-boost . Ainsi, lesrapports de transformation des deux structures peuvent tre compars. Celui du Flyback correspond celui du buck-boost multipli par la relation de transformation dutransformateur. Pour valider exprimentalement les performances du Flyback , ltagedadaptation GPV-charge a t dimensionn pour transfrer la puissance dun GPV des

batteries allant de 12 V 48 V nominale. Pour raliser ltage dadaptation avec le mme

convertisseur pour lensemble de la gamme de tension de batterie, nous avons choisi k correspondant un bon compromis [77]. Pour cela, les paramtres du circuit sont lessuivants : C I = 110 uF, C 2 = 220 uF, n 2 /n1=2 . Nous avons aussi ajout un circuit daide lacommutation aux bornes du transistor afin de diminuer linfluence de la surtension sur letransistor.

T

Charge

GPV

P MAX

G

I PV

VPV

Driver

CommandeMPPT

Batterie

M

D

D pC I

24 V

+ -

+2.5 V

-2.5 V

LM311

XR2206

VC

n1:n2

C2 +

-v2

Figure 3.19 : Schma dimplantation dun convertisseur Flyback avec fonction MPPT pour charger une batterie de 12 V, 24 V ou 48 V.

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Nous avons valid le fonctionnement en rgime tabli du circuit laide dun GPV BP585 et respectivement une batterie de 12V, puis 24 V et 48 V.

3.5.1.2 Mesures

La figure 3.20 montre un relev exprimental en rgime tabli du circuit Flyback avecfonction MPPT. La commande MPPT extrmale impose un fonctionnement similaire celuides circuits sans isolement. Ainsi, nous retrouvons le mme type de trajectoires vers le pointde puissance maximale. Le rendement MPPT est dans cet essai de 98.5 % pour une puissancefournie de 34.88W.

Figure 3.20 : Mesures en rgime tabli dun convertisseur Flyback avec fonction MPPT pour charger une batterie de 24 V.

Pour un GPV constitu de deux panneaux en parallle, ltude du transitoire donne lieu un comportement dynamique proche celui obtenu pour les convertisseurs sans isolement

galvanique. Ainsi, une variation dirradiation brusque implique un changement du courantoptimal sans trop modifier la tension optimale. Par sa nature de transformateur DC et commela tension de la batterie est constante, le systme atteint le nouveau point de puissancemaximale instantanment.

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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a) Connexion b) Dconnexion Figure 3.21 : Rponse du systme aux transitoires de courant similaires ceux de la figure

3.6 (V BAT = 24 V).

Pour les autres types dessais, nous retrouvons des comportements proches de ceux desconvertisseurs sans isolement tudis prcdemment. Ainsi, aprs la rintroduction de latension en srie, le systme met environ 10 ms pour atteindre nouveau le point de puissancemaximale, temps quil faut la variable de contrle pour atteindre la valeur adquate.

a) Connexion b) Dconnexion Figure 3.22 : Rponse du systme un transitoire de tension du GPV avec tage

dadaptation de type Flyback (V BAT = 24 V).

Les figures 3.23.a et 3.23.b montrent le comportement en rgime tabli du Flyback avecfonction MPPT pour des batteries de 12 V et 48 V respectivement. Le fonctionnement dusystme est similaire celui fonctionnant pour une batterie de 24 V. Le rendement MPPT

pour une batterie de 12 V est de 97.97 % et de 97.45 % pour une batterie de 48 V et une puissance fournie de 38 W et 49 W respectivement.

vC PPV

VPV

IPV VBAT

vC PPV

VPV

IPV VBAT

vC PPV

VPV

IPV

VBAT

vC

PPV

VPV

IPV

VBAT

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a) V BAT = 12 V b) V BAT = 48 V

Figure 3.23 : Mesures en rgime statique dun convertisseur Flyback avec fonction MPPT pour charger des batteries de 12 V et 48 V.

3.6 Synthse

Nous avons prsent dans ce chapitre lutilisation de plusieurs convertisseurs statiquesassimilables des transformateurs DC comme tage dadaptation entre un gnrateur PV etune batterie. Cest en faisant varier le rapport cyclique du convertisseur que la commandeMPPT peut faire varier le point de fonctionnement du gnrateur PV afin de le rapprocher le

plus possible du point de puissance maximale puis dtablir le rgime tabli autour de ce

point. A travers les diffrents essais effectus systmatiquement sur plusieurs structures, nousavons pu constater le bon fonctionnement de la commande MPPT extrmale mise au point par le LAAS-CNRS. Ses performances en rgime tabli montrent que les rendements de cettecommande sont levs. Le comportement excellent en rgime dynamique lors delintroduction de perturbations dirradiation sur diffrents types de GPV est souligner entermes de robustesse.

Ainsi nous retrouvons des rendements MPPT entre 97 % et 99 %. Ces rendementsMPPT varient avec la puissance fournie ou avec le niveau de la tension de la batterie car les

paramtres de rglages sont fixes pour un tage dadaptation donn. Une amlioration possible de la commande MPPT qui est aujourdhui analogique serait dimplmenter

lalgorithmique de commande sous forme numrique. Ainsi, les paramtres pourraient mieuxsadapter chaque situation. Ce dernier point concerne des travaux complmentaires mensactuellement au LAAS-CNRS par Cedric Cabal dans le cadre de sa thse.

En rsum, nous avons tudi le comportement de la commande MPPT extrmale sur diffrentes structures de conversion avec et sans isolement galvanique et avec diffrentsniveaux de tension nominale de batterie. Le Tableau II complte le rendement MPPT par lesrendements de conversion des convertisseurs pour une puissance fournie donne. Nousconstatons que le convertisseur boost et le convertisseur buck sont ceux qui ont le meilleur rendement de conversion. Les convertisseurs Cuk et Flyback qui peuvent travailler avec des

batteries de 12 V ou 24 V, ont, en contrepartie un rendement de conversion infrieur. Aumoment de choisir la structure pour une application donne, il faudra donc choisir entreflexibilit des tensions de sortie et rendement de conversion.

vC

PPV VPV

IPV VBAT

vC PPV

VPV

IPV

VBAT

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Dun autre ct, nous avons pu constater la facilit pour lever la tension aveclutilisation dun convertisseur Flyback (avec transformateur), par contre le rendement est

plus faible que les autres structures. Nous pensons quun travail plus pouss devrait tre faitau niveau de la mise en uvre du circuit pour pouvoir atteindre des rendements de conversion

proches de 90 % pour un tage dadaptation avec isolement galvanique.

Les tudes devraient galement slargir vers dautres structures avec isolementgalvanique comme par exemple le convertisseur Push-Pull, le Forward, le Cuk avecisolement galvanique pour avoir la possibilit deffectuer des tudes comparatives pluscompltes ..

Tableau II : Rendements des diffrentes structures de conversion fonctionnant commetransformateur DC en tage dadaptation GPV-Batterie.

.

StructureFrquence

dedcoupage

Puissancefournie Batterie

Rendementde

conversion

RendementMPPT

RendementTotal

Buck 130 kHz 51 W 12 V 93 % 98.7% 91.8 %150 kHz 55 W 24 V 92 % 99.2 % 91.2 % Boost (1)

Boost(2) 280 kHz 61 W 24 V 90.5 % 99.3 % 89.8 %Cuk 133 kHz 56 W 12 V 89 % 98.2 % 87.4 %Cuk 133 kHz 55 W 24 V 83.2 % 98.4 % 81.8 %

Flyback 140 kHz 52 W 24 V 78.1 % 98.3 % 76.7 % Flyback 140 kHz 49 W 12V 74 % 98.4 % 72.8 % Flyback 140 kHz 49.7 W 48V 70.5 % 98.4 % 69.3 %

Parmi les structures ralises dans ce chapitre, nous avons choisi le convertisseur boost comme structure de conversion pour la ralisation du Module PV Electronique pour EDFR&D, tant donn sa souplesse sur son fonctionnement en mode dgrad et son rendement deconversion.

Ce choix a t en effet fait pour la simplicit de la structure, le nombre minimum decomposants ncessaires (lutilisation de la diode du boost pour raliser la fonction de diode

anti-retour par exemple). Llvation de tension est aussi un facteur positif de choix, puisqueles pertes sont plus faibles pour une tension plus leve. Cette structure tant lvatrice, elle permet de charger une batterie de 24 V mme si la moiti du gnrateur PV est en dfaut(ombre). Nous pouvons voir ce cas de figure en rgime statique sur la figure 3.14 o le circuitboost avec MPPT est aliment par un demi gnrateur PV BP 585.

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CHAPITRE 4: ETAGE DADAPTATION SELON LE CONCEPT DE GIRATEUR DC DE PUISSANCE

54

4.1 Introduction

Par dfinition, la notion de girateur dsigne un lment de circuit idal passif. Compar dautres lments passifs prsents en lectronique comme la rsistance, le condensateur ou bien letransformateur qui ont une reprsentation idale inspire de phnomnes physiques simplifis etlinariss, le girateur a t dfini sans vrification exprimentale, comme le plus simple lmentlinaire, passif et non rciproque [47]. Le terme girateur a t introduit en premier par Tellegenen 1948 [47]. Ce dernier a dvelopp la thorie du girateur en proposant diverses ralisations

possibles sans arriver trouver de solutions rellement viables. Hogan [48] a t le premier concevoir un dispositif qui, aux frquences microondes, se rapprochait du comportement idal dungirateur. Le principe physique sur lequel reposait le premier girateur tait la rotation de Faraday dansdes ferrites polarises. Cette solution avait dailleurs t teste antrieurement par Tellegen sanssuccs sur un dispositif fonctionnant des frquences plus faibles o les proprits non rciproquesdes ferrites ne sont pas observables. Quelques annes plus tard, le comportement non rciproque a pugalement tre obtenu laide dlments actifs, donnant lieu la ralisation de girateurs pour les

faibles frquences [49]. Depuis, le girateur aux faibles frquences est essentiellement utilis pour effectuer du filtrage actif en raison de sa facilit pour muler des inductances ayant des facteurs dequalit trs levs [50-56].

Dans la littrature, lintroduction de la notion de girateur dans llectronique de puissance estdue Singer [42, 53, 54] en 1987. Il a t le premier tablir une relation entre les girateurs et lafamille de circuits nomms POPI (puissance de sortie en continue=puissance dentre en continue)modlisant le comportement idal dun convertisseur dcoupage dont les structures les plus simplesont t prsentes au chapitre 3. Plus tard, la notion de girateur de puissance a t utilise pour modliser un nouveau type de DC/DC reliant deux sources de courant entre elles (nommoriginellement Inverse dual Converter) [55]. Des convertisseurs double pont ont galement t

identifis comme se comportant de manire naturelle comme des girateurs [56]. Plus rcemment, uneralisation de girateur base sur une combinaison entre une ligne de transmission et un hacheur agalement t tudie [57].

Par ailleurs, une des tendances actuelles concernant le traitement de lnergie lectrique estdaller vers plus de modularit du bus dalimentation en discrtisant les tages de conversion. Cela

permet notamment de se rapprocher le plus possible des sources et des charges. Cest le casaujourdhui dans des domaines diffrents comme par exemple, celui des systmes de conversiondnergie photovoltaque qui correspond au domaine de cette thse ou bien celui des alimentations

pour microprocesseurs. Cela nous mne envisager des structures prsentant des connexions parallle de leurs ports de sortie sur un grand nombre dlments. La mise en parallle deconvertisseurs permet, en effet, davoir une meilleure capacit de traitement de la puissance en

prsentant une meilleure fiabilit et une meilleure rpartition du stress. De plus, la tolrance auxdfaillances est normment accrue. Dans ce contexte, disposer dun girateur avec de bonnes

performances statiques et dynamiques pourrait contribuer rsoudre les principaux problmesrencontrs en lectronique de puissance dans le cas de la connexion en parallle. Ces proprits se

basent sur la nature mme de certains types de girateurs comme les girateurs de type G avec courantde sortie contrl [70, 71, 72]. Dans ce type de girateurs, le courant de sortie est proportionnel latension dentre et le courant dentre est proportionnel la tension de sortie avec la mme constantede proportionnalit.

Nanmoins, le choix du convertisseur de puissance pour une transformation de sonfonctionnement en girateur de puissance nest pas une tche ni simple ni directe. En effet, jusqu

prsent, ces structures ntaient pas utilises dans la conversion de puissance. Et ce jour, aucunestructure de ce type nest commercialise. Ce qui fait que ce type de structures manque dtudes

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systmatiques comme il a pu tre fait par la communaut scientifique sur le transformateur DC. Lechoix de la structure la plus adquate en est rendu difficile autant pour laborer les critres statiquesque dynamiques essentiellement par manque de connaissances.

Si nous examinons la littrature, un exemple de travaux relatant la ralisation dun girateur de puissance partir du convertisseur buck ayant un filtre dentre (BIF) fonctionnant en mode deglissement est dcrit par Singer [54]. Par contre, cette tude ne prsente pas une analyse thoriquecomplte de la stabilit du circuit ni la procdure pour la conception de la structure. Cependant, desrsultats exprimentaux ont t prsents montrant bien la pertinence des girateurs en conversionDC-DC quen conversion DC-AC, notamment travers la mise en uvre dune structure MLI detype Push-Pull base sur le convertisseur Cuk .

Ce manque dinformations par rapport aux diffrentes structures pouvant tre utilises engirateur et aux applications ventuelles nous a pouss faire des tudes supplmentairessystmatiques qui ont t dveloppes vingt ans plus tard au cours de cette thse et qui ont tloccasion de collaborations fortes avec luniversit Rovira i Virgili de Tarragone travers LuisMartinez-Salamero [72]. Lensemble de ces tudes sappuient aujourdhui sur lutilisation destechniques bien connues danalyses non linaires. Ces dernires taient pour la plupart inconnues dela communaut de llectronique de puissance lpoque des premiers travaux sur les girateurs lafin des annes 80.

Ainsi, dans le cadre des travaux de thse sur la recherche du meilleur tage dadaptation pour les applications photovoltaques, nous avons effectu une synthse [70, 71, 72] qui se veutexhaustive des diffrentes structures de conversion pouvant sadapter au concept de girateur. Nous

proposons dans ce chapitre une classification en tant que girateurs de puissance. Cette classificationtraite chaque type de girateur selon la fonction quil peut assurer pour le traitement de lnergie. Pour

cela, nous avons suivi une procdure descendante qui couvre exhaustivement toutes les tapesdanalyse en partant des quations de dfinition dun girateur pour arriver aux ralisationsexprimentales tout en soulignant les diffrentes solutions techniques possibles pour la ralisation deces girateurs de puissance.

Pour cela, nous prsentons dans les sections 4.2 4.5, une synthse des travaux mens sur lesgirateurs, leur classification puis les ralisations effectues sur diffrentes structures. Ainsi, la

procdure de conception descendante suivie pour ces tudes a permis de trouver de nouvellesstructures de puissance pouvant tre des lments canoniques pour les architectures de traitement delnergie.

Comme dans une synthse de travaux prcdents [72], il a t dmontr que les girateurs de

puissance peuvent tre utiliss pour raliser avec efficacit des fonctions typiques de llectroniquede puissance comme :- la mise en parallle de convertisseurs pour effectuer une addition de courants (avec

ou sans partage des courants),- les conversions tension-courant et courant-tension,- la connexion en cascade de ces deux types de conversion,- ladaptation dimpdances,- la rgulation de tension de sortie dun girateur,- la rgulation de tension par la mise en parallle de diffrents girateurs de puissance

(avec ou sans partage des courants de sortie).Seuls les points cls des tudes de stabilit sont consigns dans ce manuscrit.

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La section 4.5 de ce chapitre est plus dtaille que les autres car elle prsente lutilisation degirateurs de puissance pour raliser ltage dadaptation dimpdance entre un gnrateur PV et unecharge DC, objet de cette thse. Sur le modle du chapitre prcdent, nous dfinissons tout dabord le

principe de girateur de puissance. Nous proposons ensuite une classification. Lassociationsystmatique de la fonction MPPT pour raliser ltage dadaptation pour GPV a t effectue sur chaque structure ralise. Les tests de validation de ces nouvelles structures sont ensuite dcrits dansla section 4.6 de ce chapitre.

4.2 Principe du girateur de puissance

Un girateur est un lment diports dans lequel la variable tension dun port est proportionnelle la variable courant de lautre port. Cela entrane un comportement dual entre le port dentre et celui de sortie. Par exemple, une capacit sur le port de sortie est vue comme uneinductance sur le port dentre. Une source de tension est transforme en une source de courant.

Dans le domaine du traitement du signal, un girateur deux ports a t dfini, de manirequivalente, soit par ses paramtres dadmittance y , soit par ses paramtres dimpdance z (Figure 4.1). Ainsi, un circuit physique peut tre reprsent par une des deux familles de paramtresgrce lquivalence suivante :

1= z y (4.1)

o y et z sont dfinis respectivement comme :

=0

0

g

g y (4.2)

=

0

0

r

r z (4.3)

Avec la relation (4.4) liant les deux systmes prcdents :g = r -1 (4.4)

et g reprsentant la conductance du girateur alors que r reprsente sa rsistance.

v1

i1

+

-

i2

v2

+

-

g

Figure 4.1 : Symbole dun girateur.

La description par une famille ou une autre de paramtres dpend du contexte du circuit danslequel le girateur est inclus et les besoins du point de vue de lanalyse de ce circuit. Les girateurs sontainsi trs utiliss depuis de nombreuses annes dans le domaine du traitement du signal surtout pour le filtrage actif en raison de leur facilit pour muler des inductances avec un facteur de qualit lev[50-52]. Cependant, les ralisations de girateur faites dans ce domaine ne peuvent pas servir pour lesapplications lies au traitement de lnergie car elles sont ralises avec des amplificateurs linairesavec un rendement thorique maximal limit 50 %. Les pertes de puissance nayant pas une grande

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importance dans les cas de girateur appliqu au traitement du signal, elles ne peuvent, par contre, pastre ignores dans le traitement de lnergie o le rendement de conversion est un des paramtres

principaux de qualit.I1 I2

- + V 2

- + V 1

CONTROLE

Figure 4.2 : Structure gnrique dun convertisseur dcoupage DC/DC.

Les premires ralisations de girateurs de puissance pour le traitement de lnergie prsentes

par Singer [53] en 1987, taient bases sur des convertisseurs statiques simples de type POPI. Latechnique utilise consistait imposer par le biais dune commande adquate, le fonctionnement duconvertisseur pour quil soit assimilable un girateur. Thoriquement, cela pouvait sappliquer nimporte quelle structure de conversion de puissance (figure 4.2).

Des publications plus rcentes montrent quil est possible de raliser un girateur de puissance par la combinaison dune ligne de transmission et dun hacheur [57].

Nanmoins, malgr la quantit des travaux antrieurs, il nexiste pas dtude systmatique pour dfinir en termes statiques et dynamiques quelle est la structure de conversion la plus adquate pour la ralisation dun girateur de puissance. Dautre part, certaines de ces structures trouves dans lalittrature peuvent tre instables et manquent dune analyse thorique complte ainsi quune

procdure de conception. Dans ce contexte, une recherche systmatique des structures de conversioncapables davoir des caractristiques de girateur de puissance performantes sest avre ncessaire aucours de ces annes de thse [70, 71]. Lobjectif poursuivi tait de savoir si de telles structures

pouvaient avoir de meilleures performances que les transformateurs DC et dans quelles conditions,selon le cahier des charges.

4.3 Classification des girateurs de puissance

Dun point de vue circuit, un girateur de puissance peut tre dfini comme une structure deux

ports caractrise par la paire dquations (4.5-4.6) ou bien la paire dquations (4.7-4.8) dcrites ci-dessous :

21 gV I = (4.5)

12 gV I = (4.6)

21 rI V = (4.7)

12 rI V = (4.8)

Les variables I 1, V 1 et I 2, V 2 correspondent aux valeurs de courant et de tension continus

disponibles sur les ports dentre et sortie respectivement.

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En fonction de la paire dquations choisie pour dcrire un girateur, nous pouvons tablir deuxgrandes familles de girateurs de puissance : les girateurs de puissance de type G dfinis par (4.5-4.6)et les girateurs de puissance de type R dfinis par (4.7-4.8).

Pour les couples dexpressions (4.5-4.6) et (4.7-4.8), la puissance moyenne absorbe lentre(V 1 I 1) est gale la puissance transfre la sortie ( V 2 I 2), cela signifie que ces structures respectentla proprit de conservation de puissance suggrant ainsi que les deux types de girateurs puissent treraliss laide de convertisseurs dcoupage continu-continu [42]. Le moyen dobtenir uncomportement de girateur de type G ou de type R pour une structure de convertisseur donn estdtaill dans la section suivante de ce chapitre.

Les girateurs de puissance ont t classifis sur [71], selon la faon de transformer la sourcedexcitation reue sur un port en sa reprsentation duale sur lautre port. Selon cette classification,nous avons dfini quatre types de girateurs de puissance :

1) Le girateur de puissance de type G avec courant de sortie contrl,

2) Le girateur de puissance de type G avec courant dentre contrl,

3) Le girateur de puissance de type R avec tension de sortie contrle,

4) Le girateur de puissance de type R avec tension dentre contrle.

Les catgories 1, 2, 3 et 4 correspondent la transformation des grandeurs lectriques illustredans les figures de 4.3 4.6 respectivement. Chaque catgorie a ses proprits propres et permetdassurer une des fonctions dcrites en introduction.

Une des applications des girateurs de la catgorie 1 en puissance concerne la mise en paralllede convertisseurs de puissance [72]. Cela dcoule directement des proprits de son port de sortieassimilable une source de courant.

Les girateurs de la catgorie 3 peuvent jouer le rle dun rgulateur qui aurait comme tagedentre la connexion en parallle de plusieurs sources de courant alimentes par diffrentes sourcesdnergie. La rgulation de tension de la charge pourrait alors se faire aisment avec ce type degirateur R [74].

Les girateurs de puissance de la catgorie 2 ont pour principale proprit la transformationdune source de tension sur le port de sortie en une source de courant sur le port dentre. Cest ce

type de girateur qui peut tre utilis, comme nous le verrons dans la section 4.4 de ce chapitre,comme tage dadaptation entre un gnrateur PV et une batterie au plomb pour le transfert de la puissance maximale du gnrateur la batterie.

La catgorie 4 reprsente les girateurs de puissance qui transforment une source de courant lasortie en une source de tension lentre. A ce jour, nous navons pas trouv de cas pratique quiutilise ce type de girateur de puissance. Ces derniers nont donc pas fait lobjet de ralisations

pratiques.

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V1

I1

+

-

I2

V2 +

-

G-GYRATORVg gV g +

Figure 4.3 : Girateur de type G avec courant de sortie contrl assurant laConversion Tension-Courant.

V1

I1

+

-

I2

V2 +

-

R-GYRATORIg rI g +

Figure 4.4 : Girateur de type R avec tension de sortie contrle assurant la

Conversion Courant-Tension.

V1

I1

+

-

I2

V2 +

-

G-GYRATOR Vg gV g +

Figure 4.5 : Girateur de type G avec courant dentre contrl assurant laConversion Courant-Tension.

V1

I1 +

-

I2

V2 +

-

R-GYRATOR Ig rI g +

Figure 4.6 : Girateur de type R avec tension dentre contrl assurant laConversion Courant-Tension.

4.4 Etudes et Ralisation des girateurs de puissance.

La dmarche systmatique dtude que nous avons suivie pour la ralisation de girateurs de puissance a dabord t dicte par la ncessit dimposer par le biais de la commande une desquations (4.5),(4.6),(4.7) ou bien (4.8) sur les ports dentre ou de sortie dun convertisseur dcoupage en fonction de la nature du girateur que nous souhaitions synthtiser. En pratique,limposition dune de ces quations sur les ports dun convertisseur DC-DC peut en effet treobtenue laide dune boucle dasservissement approprie. Dans le cas de girateurs de puissance, lesystme peut fonctionner frquence variable de commutation ou frquence constante.La conception de girateurs de puissance frquence variable de commutation a dj fait lobjet desynthses [70, 72]. La technique de contrle utilise a alors t la technique de contrle en mode deglissement [58, 59]. Nous prsentons dans les sections 4.4.1 et 4.4.2 une synthse de la mthodesuivie pour la conception de girateurs de type G et type R respectivement frquence variable decommutation.

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La ralisation de girateurs de puissance frquence constante de commutation fait appel unmodulateur de largeur dimpulsion (MLI). La recherche directe dune boucle de contrle MLIgarantissant le comportement du convertisseur en rgime statique assimilable un girateur de

puissance nest pas facile. Ces tudes ont toutefois t entreprises partir dune technique proposedans [65] utilisant une correspondance entre la commande quivalente ( ueq(x)) trouve en mode deglissement [58, 59] et une commande MLI de type PWM-zro-dynamics . Nous avons montr lavalidit de cette technique de traduction pour la conception de girateurs de puissance frquencede fonctionnement fixe de type MLI [66, 67]. Ces travaux ne faisant pas lobjet de cette thse, ils nesont pas exposs dans ce manuscrit. Toutefois, certaines parties pourront terme servir concevoir des tages dadaptation pour GPV base de girateur frquence constante.

4.4.1 Girateurs de puissance de type G

4.4.1.1 Girateurs de puissance de type G avec courant de sortie contrl.

Lobjectif de cette tude est la conception dune structure de conversion se comportantcomme un Girateur de puissance de type G. Pour rappel, cette structure doit rpondre aux quations(4.5) et (4.6) en rgime statique rappeles ci-dessous :

21 gV I = (4.5)

12 gV I = (4.6)Dans ce cas, I 1 et I 2 sont les valeurs moyennes des courants dentre et de sortie respectifs. De

mme, V 1 et V 2 reprsentent les valeurs moyennes de la tension dentre et de sortie. La figure 4.7montre la structure gnrale du circuit qui permettrait de raliser un girateur de type G avec courantde sortie contrl base de convertisseur statique de type DC-DC.

i1 i2

-

+ v2

u

0

1

S(x)

S(x)=i 2-gv1

t

u(t)1

0

-

+ v1

-g 1

DC-TO-DC SWITCHING CONVERTER

Figure 4.7 : Schma de principe dun girateur de type G avec courant de sortie

contrl et frquence de commutation variable base de convertisseur statique DC-DC.

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Pour avoir un comportement de type G avec courant de sortie contrl, il suffit dtablir unecommande un convertisseur dcoupage travers une boucle fonctionnant en mode de glissementet rpondant la surface de commutation suivante : S(x)=i 2-gv1. En rgime tabli S(x)=0 impliquantalors directement I 2=gV 1 et indirectement I 1=gV 2 travers la loi de conservation de puissance, leconvertisseur tant considr idal [42].

C1

L1

a)

+

-vC1

i1

L2

C2 i2 +

-v2

+

-v1 R

C1

L1

b)

+ -vC1

i1

L2

C2 i2 +

-v2

+ -

v1 R

C1 L1

c)

+ -vC1

i1

L2

C2 i2

+

-v2

+

-v1 R

Ca La

d)

+ -vCa

i1

LO

CO i2

+

-v2

+

-v1 R

C b

+ -vCb

1 : n

Figure 4.8 : Convertisseurs dordre 4 avec courants dentre et de sortie continus pouvant tre utiliss en tant que girateur de type G et une commande en mode de

glissement du courant de sortie.

Il faut noter galement que limposition dun mode de glissement au courant de sortie demandeque celui-ci soit assimilable un courant continu. Cest pour cela que lexistence dune inductanceen srie avec le port de sortie est ncessaire pour raliser un filtre de courant.

Dun autre ct, pour des raisons de minimisation dinterfrences lectromagntiques, nous

plaons galement une inductance en srie sur le port dentre. Les convertisseurs les plus simples

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Lquation (4.12) peut sexprimer ainsi :

( ) ( )u B Bu X A A B X A X 212122 +++=& (4.13)

A partir de (4.11) et (4.13), nous obtenons le jeu dquations diffrentielles suivantes :

2

2

2

22

211

11

2

2

2

12

11

11

RC v

C i

dt dv

iC u

C i

dt dv

Lv

Lv

udt

di

L

v

Lv

dt di

C

C

C

g C

=

=

=

+

=

(4.14)

Si nous choisissons S (x)=i 2-gV g comme surface de glissement et si nous appliquons les

conditions dinvariance telles que S(x) = 0 et 0dtdS = [59] sur (4.13), nous obtenons lexpression de

la commande quivalente ueq(x) suivante :

1

2)(C

eq vv

xu = (4.15)

Si on remplace la variable discrte u par la variable continue ueq(x), cette variable peut prendre

nimporte quelle valeur entre 0 et 1. Cette variable ueq(x) reprsente la loi de commande qui dcrit lecomportement du systme sur la surface de commutation, o le rgime en mode de glissement dusystme est respect. Ainsi, ueq(x) est borne par les valeurs maximum et minimum de u.

1)(0

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On retrouve bien que les quations (4.5) et (4.6) sont respectes puisque :

21 gV I =

g gV I =2

Ces expressions dfinissent les caractristiques dun girateur de type G en rgime statique.

Dun autre ct, partir de (4.6) et (4.20), lexpression de la commande quivalente sur le point dquilibre ueq(x* ) est :

gR xueq =*)( (4.21)

Lexpression (4.21) est aussi borne par les deux valeurs possibles de u.

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Le convertisseur BIF devant travailler comme un girateur peut tre stabilis laide delinsertion dun correcteur dans la boucle de contrle suivant la technique dcrite sur [38]. Par contre,un des objectifs que nous recherchons est de minimiser la complexit de la commande, cest dire,rduire cette commande un multiplieur analogique, un amplificateur linaire et un comparateur quigarantissent un rgime en mode de glissement dont la surface est S(x) =i 2-gV g . Ainsi, pluttquinsrer un correcteur dans la boucle de contre-raction, nous introduisons un rseaudamortissement en parallle sur le condensateur C 1 comme celui montr dans la figure 4.9 [63]-[64].

Cd

R d

C1

L1 La

R a

a) b)

Figure 4.9 : Introduction de circuits damortissement a) sur inductance de lissageb) sur condensateur de filtrage.

Il faut remarquer que linfluence des circuits damortissement est thoriquement restreinte aurgime transitoire. En effet, en rgime statique, le convertisseur a le mme comportement que celuidorigine sans circuits damortissements.

Une fois les circuits damortissement placs, lexpression de lquation caractristique devient :

0)(1

2

=

+ s P

RC s

avec

d d d d d d d C RC L s

C C R R g

C L s

C R g

C RC R s s P

111

2

11

2

1

2

1

3 1111)( +

+

++= (4.26)

Aprs lapplication du critre de Routh sur le polynme caractristique (4.26), nous pouvonsdfinir les conditions de stabilit telles que :

R g

C C C R d d d 2

1 +< (4.27)

12 RL g C R d d > (4.28)

d d d d d d C RC L R g C C RL g C RR g )()( 124

112222 +

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+

L1 12 H

C26.6 F

R 1 Cd

100 F

IRFI1010N

Floating

Driver 20 m

40CTQ045

L2 35 H

C112 F

R d2.2

LA 22 H

R A1.2

DCPower Supply

+

-

-

+

10 k

10 k

1 k

1 k

Adj. Hyst.

10 k

g

AD 835ANLM311

OPA227P

Figure 4.10 : Schma lectrique dun girateur de type G avec courant de sortiecontrl bas sur le convertisseur BIF

4.4.1.1.2 Analyse des convertisseurs BOF et Cuk

Lanalyse dtaille telle quelle a t prsente dans la section prcdente a t applique auconvertisseur Cuk puis au convertisseur BOF. Cette tude tant bien dtaille dans [70, 72], nousnous contentons de rappeler les conclusions obtenues.

Le convertisseur Cuk comme le convertisseur BIF, a un comportement stable en tant que

girateur de type G avec courant sortie contrl si nous introduisons les circuits damortissement sur la structure mme des filtres du convertisseur en respectant certaines conditions de stabilit [70]. Par contre, le convertisseur BOF reste toujours instable, avec ou sans circuits additifs, quand on essayede le faire fonctionner en girateur de type G avec courant de sortie contrl [70].

4.4.1.2 Girateurs de puissance de type G avec courant dentre contrl.

La conception de ce type de girateurs passe par la recherche dune structure de conversioncaractrise pouvant rpondre aux quations (4.5)-(4.6). Ces quations dfinissent bien lecomportement dun girateur de type G reprsent sur le schma de principe de la figure 4.11. Ladiffrence par rapport lautre type de girateur de type G se situe dans la boucle de commande. Eneffet, cette boucle de commande situe en entre et fonctionnant en mode de glissement doitrespecter la surface de commutation suivante : S(x)=i 1-gv2. En rgime stationnaire o S(x)=0 , lasurface de commutation impose directement I 1=gV 2 et indirectement I 2=gV 1 puisque le convertisseur de la figure 4.11 doit rpondre aux critres dune structure POPI [42].

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Les structures ayant un comportement de girateur de puissance ne sont toutefois pastransposables. Cest dire que la structure apte effectuer la fonction dun girateur de type G ne peut

pas tre utilise pour un girateur de type R. Ainsi, sur la figure 4.7, linductance en srie sur le portdentre nest pas compatible avec une transformation du type courant-tension. En effet, ce type destructure doit pouvoir supporter sur son port dentre une source de courant. Ainsi, le schma de

principe dun girateur de type R est prsent en figure 4.12. Nous pouvons voir comment la sourcede courant I g place lentre est transforme en une source de tension la sortie du convertisseur DC-DC travers laction giratrice du systme. Pour cela, nous avons conu une boucle decommande en mode de glissement dont la surface de commutation est S(x) = v 2-rI g .

En rgime stationnaire, comme S(x) = 0 , cela implique que V 2= rI g et donc indirectementV 1=rI 2.

i2

-

+ v2

u

0

1

S(x)

S(x)=v 2-rIg

t

u(t)1

0

-r 1

Ig

Figure 4.12 : Schma de principe dun girateur de type R avec frquence decommutation variable base de convertisseur statique.

La figure 4.13 montre les structures de conversion susceptibles de se comporter comme desgirateurs de type R avec les contraintes des circuits annexes prsents en figure 4.8. Cesconvertisseurs sont le convertisseur BOF moyennant une faible modification par addition de circuitsdamortissement, le convertisseur Cuk et le convertisseur Cuk avec isolement. Il faut remarquer quelinductance dentre des convertisseurs BOF et Cuk a t supprime (figure 4.13) impliquant alorsune rduction du systme lordre 3.

Lanalyse de la stabilit montre que le convertisseur Cuk est toujours instable. Dautre part, ilnexiste pas de modes de glissement pour le convertisseur BOF pour la surface de glissement S(x) =

v2 -rI g. . Nanmoins, un mode de glissement stable existe pour la surface de glissement S(x)= v C1 -rI g . Les dtails de ces travaux peuvent tre trouvs dans [67, 72].

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Le convertisseur classique boost a aussi un comportement dynamique stable en tant quesemigirateur de type R mais cette fois, la dynamique du systme en mode de glissement est dordre1.

Nous avons aussi dmontr sur [74] quavec la structure boost , nous pouvons raliser unsemigirateur de puissance de type G avec courant dentre contrl ayant un comportement en modede glissement stable du 1er ordre. Cette structure va tre utilise pour la ralisation dun tagedadaptation GPV charge DC comme il est dcrit dans la section 4.5 de ce chapitre.

Notre but est dtablir une comparaison prcise en termes de rendement et comportementdynamique entre un tage dadaptation bas sur le concept de transformateur DC et un tage bas sur le concept de girateur. Cette tude a t effectue avec une structure boost dont les rsultats sontconsigns dans le chapitre 5 de cette thse.

4.4.4 Synthse des diffrents girateurs de puissance

Le tableau III rsume les expressions des lois de commutation en mode de glissement enfonction des structures. Nous avons plac lexpression correspondante tablie pour la commandequivalente de diffrents types de girateurs de puissance dcrits au pralable. Il faut rappeler que lacommande quivalente est toujours borne 0 < u eq(x) < 1.

Tableau III : Expression des lois de contrle pour diffrents types de girateurs de puissance.

Girateur Loi decommutation

CommandeEquivalente

u eq(x)Girateur BIF de type G avec

courant de sortie contrl S(x)= i 2 - gV g 12

C vv

Girateur Cuk de type G aveccourant de sortie contrl S(x)= i 2 - gV g 1

2

C vv

Girateur BOF de type R S(x)= v C1 - rIg g

g

I

i I 2

Semigirateur buck de type Gavec courant de sortie contrl S(x)= i - gV g Vg

v

Semigirateur boost shunt de type R S(x)= v - rI g g

o g

I i I

Girateur Cuk de type G aveccourant dentre contrl S(x)= i 1 - gV 2 1

1

C

g C

v

V v

Girateur BOF de type G aveccourant dentre contrl

S(x)= i 1 - gV 2 1

1

C

g C

v

V v

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4.5 Application du girateur DC ltage dadaptation pour GPV

4.5.1 Principe dun girateur de puissance avec fonction MPPT

Dans le chapitre III, nous avons utilis le concept de transformateur DC pour effectuer uneadaptation dimpdances entre un gnrateur PV et une charge DC de manire transfrer lemaximum de puissance du gnrateur la charge. Dans cette partie, nous effectuons cette adaptationdimpdances partir du concept de girateur DC correspondant au comportement en rgime statiquede girateurs de puissance .

La figure 4.14 montre le principe de fonctionnement dun girateur de puissance avec fonctionMPPT. Comme pour un transformateur DC, la commande MPPT a besoin des mesures de tension etde courant fournis par le gnrateur PV. Par contre, dans le cas du girateur, laction de contrle de lacommande MPPT ne jouera pas directement sur D mais correspondra aux variations adquates de la

conductance du girateur g et de la rsistance du girateur r comme le montre la figure 4.16.Selon le type de girateur utilis, nous faisons varier r ou g . Pour dmontrer la faisabilit, nous avonstudi le point de fonctionnement en rgime stationnaire et sa trajectoire en rgime dynamique pour le girateur de type G.

PV

V1

I1

+

-

I2

V2 +

-LOAD

V

I

V

I

R L f o(I)

VB +

-

g

Figure 4.14 : Connexion GPV-charge laide dun girateur de puissance.

4.5.1.1 Point de fonctionnement du GPV

Si nous substituons le convertisseur dcoupage continu-continu de la figure 3.4 du chapitre 3

par un convertisseur dcoupage continu-continu de type tension-courant, c'est--dire, un girateur de puissance de type G [71], le comportement en rgime tabli, des ports dentre et de sortierespectivement peuvent sexprimer selon :

12

21

gV I

gV I

==

o g est la conductance du girateur.Adapte aux girateurs, partir de lexpression (3.5) et (4.6), nous pouvons crire la fonction V 1

= f in (I 1 ) telle que :

L

B

L L

B

L gR

V

R g

I

gR

V

gR

V

g

I V ===

2

122

1(4.30)

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Si la charge est une batterie au plomb, elle prsente une rsistance srie de trs faible valeur (quelques milliohms) qui peut tre nglige dans certains cas. Nous pouvons alors rcrirelexpression (4.30) comme :

Bni gV f I =1 (4.31)

Les figures 4.15.a et 4.15.b illustrent les points dintersection des caractristiques f o et f in avecla courbe du GPV dans des situations similaires celles montres dans les figures 3.3.a et 3.3.brespectivement. La figure 4.15.a montre la connexion directe de la charge au gnrateur PV quand le

point dintersection rsultant A est plac du ct gauche du point de puissance maximale not M . Il peut tre dduit partir de lexpression (4.30) que le point dintersection pourrait tre plac du ctdroit du point M par le choix appropri de la conductance g . Dun autre cot, si la pente de la

caractristique f o(i2 ) est R L, la pente de f in(i1 ) sera L R g

21

.

Le choix de la conductance g dans chaque circuit girateur est limit par la structure duconvertisseur avec laquelle on ralise le girateur. Ainsi, par exemple pour le girateur de type G aveccourant de sortie contrl bas sur le convertisseur buck avec filtre dentre, lexistence de rgimesen mode de glissement ncessite que lingalit suivante soit respecte [58, 59, 72] :

101

2

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De manire similaire, la figure 4.15.b montre la connexion directe de la charge au GPV quandle point dintersection rsultant A est plac du ct droit du point de puissance maximale M. Avec lechoix appropri de la conductance du girateur (G = G 2), le point dintersection peut tre plac du ctgauche du point M (point B). Si nous augmentons la valeur de la conductance jusqu' G 1 (G 1 > G 2),le point de fonctionnement devient le point C, qui, son tour, est plac du cot gauche du point M.

4.5.1.2 Trajectoire du point de fonctionnement du GPV.

La trajectoire du point de fonctionnement du GPV est fonction des variations de la conductance g du girateur de puissance. Les variations de la conductance g dans lexpression (4.30) donne lieu un dplacement du point de fonctionnement le long de la caractristique V(I) du GPV. De cettemanire, nous pouvons crire :

01

>= BV dg dI

(4.34)

Nous pouvons conclure quun incrment de la conductance du girateur g produira unetrajectoire vers la droite ( I 1 positif) le long de la caractristique V(I) ( V 1 ngative), pendant quundcrment de la conductance g donnera lieu une trajectoire vers la gauche le long de lacaractristique V(I) indpendamment de la nature de survolteur ou du dvolteur du convertisseur statique.

4.5.1.3 Mesures.

La figure 4.16 montre le schma de principe pour un tage dadaptation selon le concept degirateur de puissance. Nous avons inclus la commande MPPT dcrite au chapitre 2 dlivrant lactionde contrle adquate pour suivre le point de puissance maximale en chaque instant. Cette action decontrle, dans le cas du couplage par girateur, agit sur la conductance G ou la rsistance R.

Girateur de Puissance

GPV P MAX

G

Commande MPPT

C h a r g e

D C

IPV

VPV

G conductance ouR resistance du girateur

V 1

I 1

+

-

V 2

+

-

I 2

Figure 4.16 : Etage dadaptation GPV-charge DC bas sur un girateur de puissanceavec fonction MPPT.

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Le choix de la structure de conversion se fera en fonction de la charge DC alimenter. Nousavons besoin de structures de conversion survoltrice ou dvoltrice en fonction de la caractristique decette charge. Dans le cas des girateurs de puissance, les contraintes en tension et/ou en courant des

ports dentre et de sortie respectivement sont aussi dlimits par la condition dexistence dunrgime de mode de glissement qui seffectue partir de la valeur de la commande quivalente dechaque girateur de puissance comme nous le montre le Tableau III.

4.6 Diffrentes structures de girateurs de puissance avec fonction MPPT

Le fonctionnement de quelques tages dadaptations PV base de girateurs de puissance de lasection 4.4 a t vrifi exprimentalement. Dans ce cas, nous effectuons diffrents tests pour vrifier la rponse du systme vis vis des variations abruptes dirradiation dans des conditions analogues

ceux du chapitre 3.

Le GPV est un panneau BP 585 et la charge, une batterie au plomb de 12 V ou 24 V. Nousmontrons le comportement exprimental pour diffrents tages dadaptation GPV effectus par desgirateurs de puissance. L aussi, nous avons mesur le comportement exprimental de I PV , V PV , P PV ,V BAT ainsi que la variable de contrle fournie par la commande MPPT agissant directement sur laconductance ou la rsistance des girateurs.

4.6.1 Etage dadaptation de type G avec courant de sortie contrl bas sur le

convertisseur BIF


La figure 4.17 montre le circuit dadaptation constitu dun girateur de type G avec courant desortie contrl bas sur le convertisseur BIF. Dans cette structure, il est ncessaire dinclure la diodede blocage D1 pour assurer la protection du GPV et empcher la batterie de se dcharger pendant lanuit travers la diode parasite D p du MOSFET M . Les paramtres du convertisseur BIF que nousavons calculs par rapport au cahier des charges et satisfaisant les conditions de stabilit (4.29)-(4.31) pour obtenir un comportement en tant que girateur de puissance sont les suivants : L1 = 12 H ,

C 1 = 12 F , C d = 100 F , Rd = 2.2 , L2 = 35 H , C 2 = 6.6 F, L a=22 H et Ra=1.2 .

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a) Connexion b) Dconnexion Figure 4.20 : Rponse du systme vis--vis de transitoires de courant I PV .

La figure 4.21 illustre le comportement du systme vis--vis de variations de tension V PV duGPV. Dans ce cas, la tension dopration du gnrateur doit tre modifie mais pas le courant. Ainsi,comme nous effectuons un contrle du courant par le biais du produit gV BAT , nous constatons que lesystme atteint le nouveau point de puissance maximale presque instantanment. Nous constatons l-aussi une diffrence de comportement par rapport un couplage par transformateur DC (figure 3.8).Dans le cas de la figure 4.21, il nest pas ncessaire que la commande MPPT fasse beaucoup varier lavariable de contrle g pour atteindre la nouvelle tension optimale. Un comportement similaire se

produit lors de la dconnexion de la source de tension en srie avec le GPV.

a) Connexion b) Dconnexion

Figure 4.21 : Rponse du systme vis--vis de variations brusques de la tension V PV du GPV.

4.6.2 Etage dadaptation pour GPV de type G avec courant dentr contrlbas sur un Cuk.


La figure 4.22 montre le schma dimplantation du circuit pour raliser un girateur de type Gavec courant dentre contrl bas sur une structure Cuk et ayant une fonction MPPT. Lutilisationdu convertisseur Cuk permet de travailler avec des tensions de batterie de 12 V ou de 24 V comme

IPV

VPV

g

PPV

VBAT IPV

VPV

gPPV

VBAT

IPV

VPV

g

PPV

VBAT

IPV

VPV

g

PPV

VBAT

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dans la section 3.4.3. Le circuit de commande faisant fonctionner lensemble en girateur a besoindun multiplieur analogique (AD 835) pour calculer le produit entre la conductance g et un signal

proportionnel -V 2. Dun autre cot, le comparateur hystrsis est implment laide dun simplecomparateur (LM311). On peut remarquer que la commande MPPT fournit, dans ce cas, la valeur approprie de la conductance du girateur afin de placer le point de fonctionnement du GPV autour duPPM. Les paramtres du circuit calculs pour le cahier des charges sont les suivants : L1 = 75 H , C 1 = 10 F , L2 = 75 H , et V 2 = 12 V (24 V ).

Figure 4.22 : Girateur G avec courant dentre contrl ralis base dune structure Cuk et fonction MPPT.

4.6.2.2 Vrification exprimentale

Les figures 4.23.a et 4.23.b montrent le comportement en rgime tabli dun girateur G basede Cuk avec fonction MPPT pour charger une batterie de 12 V et 24 V respectivement. Nous

pouvons constater que lalgorithme MPPT impose nouveau une forme donde triangulaire lavariable de contrle qui est la conductance g du girateur. Comme pour les cas prcdents, lintervallede cette onde triangulaire o la pente est positive correspond une trajectoire du point defonctionnement de gauche droite en direction du PPM. Sur la figure 4.23, il faut faire cette analyseen tenant compte du fait que la conductance g est ngative pour des raisons de mise en uvre. Pour une batterie de 12 V, MPPT est de 96.8 % pour une puissance fournie de 29 W. Dun autre cot, si la

batterie vaut 24 V, MPPT gale 97.4 % pour une puissance fournie de 46.5 W.

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a) Connexion b) Dconnexion Figure 4.25 : Rponse du systme vis--vis de transitoires de tension du GPV. (V BAT

= 12 V)

4.6.3 Etage dadaptation pour GPV fonctionnant en Girateur R bas sur leconvertisseur BOF


Les girateurs de puissance de type R peuvent aussi tre utiliss pour ladaptation entre un GPVet une charge DC. La figure 4.26 montre un girateur de type R bas sur le convertisseur BOF avecfonction MPPT.

Figure 4.26 : Girateur R bas sur le convertisseur BOF et fonction MPPT.

IPV VPV

g

PPV

VBAT IPV

VPV

g

PPV

VBAT

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Afin de mieux comprendre comment ce systme fonctionne, il faut partir des quationsdfinissant un girateur de type R (4.7)-(4.8) :

r V

I 21 = (4.35)

r V

I 12 = (4.36) Nous pouvons constater que si nous substituons r -1 par g sur (4.35)-(4.36), nous pouvons faire

les mmes suppositions que celles faites dans la section 4.6.1.1 pour la ralisation dune adaptationGPV-batterie laide dun girateur de type G. Ainsi, sur la figure 4.26, les points de fonctionnement

P 1 et P 2 correspondent respectivement R1 et R2 du girateur avec R2 < R 1. Nous constatons que lesvariations de la variable de contrle fournies par la commande MPPT agissent sur la rsistance

propre du girateur et donc, sur le courant du gnrateur puisque la tension de sortie est fixe par la batterie. Ainsi, pour ce type de girateur, nous retrouvons une variation positive du courant dugnrateur pour une variation ngative de la rsistance du girateur.

V

I

P

P2

VOC

ISC

P1

f o(i2)

f in(R 2)f in(R 1)

R 2 < R 1

1 RV B

2 RV B IP

VB

Figure 4.27 : Points de fonctionnement dun GPV pour le circuit dadaptation de la figure 4.26

Le schma de principe dun girateur R bas sur le convertisseur BOF de la figure 4.12 a tmodifi pour pouvoir tre aliment par un GPV. De cette manire, la source de courant I g a t

assure par une inductance en srie avec le gnrateur PV. Les paramtres du circuit de la figure 4.26sont les suivants : L1 = 55 H , C 1 = 20 F , L2 = 12 H , C 2=2 F et V 2 = 24 V .

4.6.3.2 Vrifications exprimentales

La figure 4.28 montre le comportement en rgime tabli du girateur R ralis avec un BOF etfonction MPPT pour charger une batterie de 24 V. Nous pouvons constater que lalgorithme MPPTextrmale impose nouveau une forme donde triangulaire la variable de contrle qui est larsistance r du girateur. Dans ce cas, MPPT vaut 99 % pour une puissance fournie de 45.4 W.

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Figure 4.28 : Mesures en rgime tabli dun girateur R avec fonction MPPT pour charger une batterie au plomb de 24 V.

La figure 4.29 illustre le comportement des variables du circuit vis--vis des transitoires decourant du GPV. Le nouveau PPM est atteint aprs 20 ms. Pour un couplage par girateur, lacommande MPPT doit, comme pour les cas prcdents avec les convertisseurs BIF et Cuk, fairevarier de manire adquate la rsistance du girateur. Une situation similaire est observable quand leGPV subit une monte brusque de courant. De plus, nous pouvons observer quaprs la dconnexiondun panneau PV, il y a pendant quelques millisecondes une dconnexion totale de ltage entranantun court-circuit cot gnrateur. La puissance transfre la batterie est alors nulle. Cet effet est d la valeur trs faible de la rsistance du girateur r qui oblige le GPV avoir un point defonctionnement proche du point de court-circuit. A partir du moment o r est proche de sa valeur enrgime tabli, elle se met osciller autour du PPM.

a) Connexion b) Dconnexion Figure 4.29 : Rponse du systme vis--vis de transitoire de courant du GPV (V BAT =

24 V).

La figure 4.30 montre le comportement des variables du circuit vis--vis de variations detension du GPV. Le systme sadapte pratiquement instantanment au nouveau PPM, comme pour les tages dadaptation prcdents.

IPV VPV

r

PPV

VBAT

IPV

VPV PPV VBAT r

IPV

VPV PPV

VBAT r

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Bien que les performances de ce girateur comme tage dadaptation GPV sont trs proches desautres, ce type de girateur prsente un inconvnient majeur sur la saturation de la tension dentre dumultiplieur analogique. En effet, lentre du multiplieur tant limite sa valeur maximale, ellelimite les puissances minimales traiter. Ainsi si la puissance maximale un instant t du GPV est

trs faible ( I 1), la valeur optimale de la rsistance devrait tre trs leve puisque RV

I B

=1 atteignant rapidement la tension maximale dentre du multiplieur. Cela entrane le circuitdadaptation ne pas pouvoir suivre le PPM en dessous dune valeur de courant nomm

MAX

BMIN R

V I = .

a) Connexion b) Dconnexion Figure 4.30 : Rponse du systme vis--vis des variations de tension du GPV. (V BAT =

24 V)

4.6.4 Etage dadaptation base de Semigirateur ralis avec un convertisseurboost avec fonction MPPT.

Dans cette section, nous prsentons un tage dadaptation pour GPV bas sur le concept desemigirateur de puissance. Pour la ralisation de semigirateurs de puissance, nous pouvons utiliser desstructures classiques comme le buck ou le boost qui ont des courants pulss sur le port dentre ou desortie respectivement. Ces structures tant plus simples raliser et dimensionner que les structuresBIF ou BOF, elles auront un cot infrieur et un meilleur rendement par la rduction du nombre decomposants.

Afin de pouvoir comparer une structure dadaptation par girateur une structure dadaptation par transformation DC, nous avons tudi une structure de semigirateur base sur un boost. Ce dernier fait lobjet dune tude comparative dans le chapitre 5 pour tre compar avec le module PVlectronique bas sur un tage dadaptation par transformateur DC bas sur la mme structure deconversion boost . Nous prsentons dans cette section la base de dimensionnement commune aux deuxstructures et les validations exprimentales du fonctionnement du semigirateur.


La figure 4.31 montre le schma du circuit du semigirateur de type G avec courant dentrecontrl bas sur le convertisseur boost avec fonction MPPT. Ce type de girateur est cens

IPV

VPV

PPV

VBAT

IPV

VPV PPV

VBAT r

r

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transformer une source de tension sur le port de sortie en une source de courant sur le port dentre dusemigirateur. Pour cela, la loi de commutation applique est S(x) = gV 2 - i 1, o V 2 est une source detension constante (dans notre cas, une batterie au plomb). Lanalyse dynamique autour du pointdquilibre pour le convertisseur boost en mode de glissement montre que le systme est stable avecune quation caractristique dordre zro. Les paramtres du circuit sont alors les suivants : L1 = 75

H, C 1= 12 F, C 2 = 20 F avec V 2 = 24 V et une frquence de dcoupage de 150 kHz.L1

75 uH

IRFI1010N

C220 uF

20m

3k3k

11k11k

10k

Adj. Hyst.

OPA277 LM311

AD835

D48CTQ060

V2PV ArrayModule

giSA

vSAMPPTControl

24 VC1

12 uF

Figure 4.31 : Etage dadaptation pour GPV base de Semi-girateur de type G avec

courant dentre contrl bas sur le convertisseur boost.

Il faut noter que la variable de contrle fournie par la commande MPPT est la conductance g

du girateur.

4.6.4.2 Vrification exprimentale

En rgime tabli, MPPT vaut 99.2 % pour une puissance fournie de 19.6 W (Figure 5.23,). Larponse du circuit vis--vis de variations de courants du GPV est illustre dans la figure 4.32.

Le nouveau PPM est atteint aprs 20 ms pour une monte en courant brusque. Pour ladconnexion de ce gnrateur, nous observons un comportement similaire. Cette structuredadaptation pour GPV est tudie en dtail dans le chapitre 5 o nous mesurons avec prcision lesdiffrents rendements de conversion pendant une journe complte de mesures.

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a) Connexion b) Dconnexion Figure 4.32 : Rponse du systme vis--vis de variations brusques de courants duGPV. (V BAT =24 V).

4.7 Synthse

Nous avons prsent ltage dadaptation entre un GPV et une charge DC ralis partir duconcept de girateur de puissance DC. Pour cela, nous avons dfini le concept de girateur de

puissance nouvellement utilis comme lment de base pour la ralisation de fonctions lectroniques pour le traitement de lnergie. En particulier, ce concept est novateur lorsque le girateur est ralis base de convertisseurs fonctionnant en commutation.

Ainsi, dans la premire partie du chapitre, nous avons prsent les bases pour une conceptionsystmatique des girateurs de puissance. Nous avons dcrit les principales diffrences entre lesgirateurs utiliss pour le traitement du signal et ceux qui seront utiliss pour le traitement delnergie. De plus, nous avons class les girateurs de puissance en deux grandes familles selon leurscaractristiques : les girateurs de puissance de type G et les girateurs de puissance de type R. Ainsi,les girateurs de type G ont pour fonction de transformer une source de tension en une source decourant pendant que les girateurs de type R transforment une source de courant en une source detension.

Nous avons montr que le convertisseur BIF et le convertisseur Cuk ont un comportementstable en tant que girateurs de puissance de type G avec courant de sortie contrl si un circuitdamortissement est introduit dans la structure des convertisseurs et si un certain nombre deconditions de stabilit sont accomplies. Nous avons montr galement que le convertisseur BOF esttoujours stable en tant que girateur de type R. Dautre part, le convertisseur BOF et le convertisseur Cuk ont un comportement stable en tant que girateurs de puissance de type G avec courant dentrecontrl. De plus, nous avons introduit le concept de semigirateur ainsi que les principales structuresqui permettent sa conception.

Nous avons prsent le principe de fonctionnement de ltage dadaptation pour GPV ralis base de girateur. Nous avons montr comment partir de variations sur la conductance ou larsistance du girateur, nous pouvons effectuer une recherche du PPM dun GPV. Nous avons vrifi

IPV

VPV

g

PPV

IPV

VPV

g

PPV

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exprimentalement ladaptation pour GPV pour diffrents types de girateurs qui ont t validsexprimentalement avec la commande MPPT extrmale du LAAS-CNRS. Lensemble prsente untrs bon comportement autant en rgime stationnaire quen rgime dynamique vis--vis de

perturbations dirradiations. Ainsi, nous retrouvons des MPPT entre 97 % et 99 %. Nous avons vrifile comportement exprimental pour les girateurs lists sur le tableau III o nous pouvons voir unrsum des CONV et MPPT pour une puissance donne. Il faut dire que la valeur de la frquence dcoupage a t mesure chaque fois puisque, comme nous lavons dcrit, les girateurs de puissanceon t conus pour fonctionner avec une commande en mode de glissement frquence variable. Lafrquence de tous les girateurs a t calibre de telle sorte quelle soit proche des 150 kHz pour une

puissance fournie du gnrateur proche de 50 W.

Sur le tableau IV, nous constatons que les girateurs bass sur les convertisseurs BIF, BOF et boost ont les meilleurs CONV . Par contre, les girateurs bass sur le convertisseur Cuk ont unrendement plus faible, ceci vrifie la mme tendance montre au chapitre 3 pour le cas dun couplage

par transformateur DC. Parmi toutes les structures, celle qui offre un rendement de conversion le pluslev est le semigirateur de type G avec courant dentre contrl bas sur un boost. Ce girateur, de

plus, a tous les avantages de la structure boost dcrits prcdemment dans le chapitre 3. Cest donccette structure que nous avons choisie dapprofondir et de comparer avec lquivalent en tant queTransformateur DC.

Tableau IV : Rendements des diffrentes structu

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