저 시-비 리- 경 지 2.0 한민

는 아래 조건 르는 경 에 한하여 게

l 저 물 복제, 포, 전송, 전시, 공연 송할 수 습니다.

다 과 같 조건 라야 합니다:

l 하는, 저 물 나 포 경 , 저 물에 적 된 허락조건 명확하게 나타내어야 합니다.

l 저 터 허가를 면 러한 조건들 적 되지 않습니다.

저 에 른 리는 내 에 하여 향 지 않습니다.

것 허락규약(Legal Code) 해하 쉽게 약한 것 니다.

Disclaimer

저 시. 하는 원저 를 시하여야 합니다.

비 리. 하는 저 물 리 목적 할 수 없습니다.

경 지. 하는 저 물 개 , 형 또는 가공할 수 없습니다.

工學碩士 學位論文

위성통신용 다중대역 안테나 피드 부품 설계

Design of Multiband Antenna Feed Components

for Satel l i te Communications

忠北大學校 大學院

電波工學科 電波通信工學專攻

金 榮 敏

2001年 2月

工學碩士 學位論文

위성통신용 다중대역 안테나 피드 부품 설계

Design of Multiband Antenna Feed Components

for Satel l i te Communicat ions

指導敎授 安 炳 哲

電波工學科 電波通信工學專攻

金 榮 敏

이 論文을 工學碩士學位 論文으로 提出함

2001年 2月

本 論文을 金榮敏의 工學碩士學位 論文으로 認定함

審査委員長 최 익 권 印

審 査 委 員 박 병 우 印

審 査 委 員 안 병 철 印

忠北大學校 大學院

2001年 2月

i

Contents

Summary -------------------------------------------------------------------------------vi

I. 서 론 -------------------------------------------------------------------------------1

II. 본 론 ------------------------------------------------------------------------------3

1. 직교모드변환기(OMT; Orthomode Transducer)의 설계 ----------------- 7

(1) Ku-Band 직교모드변환기(OMT) 설계 ------------------------------------- 11

(2) X-Band 직교모드변환기(OMT) 설계 ------------------------------------- 28

2. 편파기(Polarizer)의 설계 ----------------------------------------------------- 38

3. Ku-Band 직교모드변환기의 원형 도파관과 X-Band 직교모드변환기의

정사각형 도파관과의 변환부(Transition) --------------------------------- 47

4. X-Band 직교모드변환기의 정사각형 도파관과 X-Band 편파기의 원형

도파관과의 변환부(Transition) ---------------------------------------------- 50

5. 피드(Feeder) 설계 ---------------------------------------------------------------53

III. 결 론 -------------------------------------------------------------------------------68

참고문헌 -------------------------------------------------------------------------------69

감사의 글 -------------------------------------------------------------------------------70

ii

Contents of Figures

Figure

2.1 다중대역 피드 구성의 예 ----------------------------------------------------- 3

2.2 전체 피드 구조 개념도 -------------------------------------------------------- 6

2.3 직교모드변환기의 예(Taper-Branching Type) ------------------------------ 9

2.4 Ku-Band 직교모드변환기의 구조 ------------------------------------------- 12

2.5 최종 설계된 Ku-Band 직교모드변환기의 내부 구조 및 치수 ---- 15

2.6 직선포트의 삽입손실 ----------------------------------------------------------- 16

2.7 측면포트의 삽입손실 ----------------------------------------------------------- 16

2.8 직선포트의 반사손실 ----------------------------------------------------------- 17

2.9 측면포트의 반사손실 ----------------------------------------------------------- 17

2.10 직선포트와 측면포트 간의 삽입손실 (분리도) ----------------------- 18

2.11 원형 도파관 계단의 반사손실 ---------------------------------------------- 19

2.12(a) Ku-Band OMT 시료 1 의 직선포트 반사손실 ----------------------- 22

2.12(b) Ku-Band OMT 시료 1 의 측면포트 반사손실 ----------------------- 23

2.12(c) Ku-Band OMT 시료 1 의 직선포트-측면포트 삽입손실 ---------- 23

2.13 혼안테나와 원형-구형 도파관 변환부가 결합된 구조의 반사손실- 24

2.14(a) Ku-Band OMT 시료 2 의 직선포트 반사손실 측정값 ------------- 25

2.14(b) Ku-Band OMT 시료 2 의 측면포트 반사손실 측정값 ------------- 26

2.14(c) Ku-Band OMT 시료 2 의 직선포트-측면포트 삽입손실 측정값 - 26

2.15 개선된 횡격막의 치수 -------------------------------------------------------- 27

2.16 X-Band 직교모드변환기의 구조 ------------------------------------------- 29

2.17 최종 설계된 X-Band 직교모드변환기의 내부 구조 및 치수 ------- 32

2.18 직선포트의 삽입손실 ----------------------------------------------------------- 34

2.19 측면포트의 삽입손실 ----------------------------------------------------------- 34

iii

2.20 직선포트의 반사손실 ----------------------------------------------------------- 35

2.21 측면포트의 반사손실 ----------------------------------------------------------- 35

2.22 직선포트와 측면포트 간의 삽입손실(분리도) --------------------------- 37

2.23 측면포트 간의 삽입손실(분리도) ------------------------------------------- 37

2.24 편파기의 예 (Dielectric Slab Waveguide Type) --------------------------- 38

2.25 유전체가 삽입된 원형 도파관 구조 ---------------------------------------- 40

2.26 Gab 이 있는 dielectric slab waveguide Polarizer --------------------------- 40

2.27 최종 설계된 X-Band 편파기의 내부 구조 및 치수 -------------------- 42

2.28 편파기의 삽입손실 ---------------------------------------------------------------43

2.29 편파기의 반사손실 ---------------------------------------------------------------43

2.30 편파기의 크기비 ------------------------------------------------------------------45

2.31 편파기의 위상차 ------------------------------------------------------------------46

2.32 최종 설계된 Ku-Band 와 X-Band 직교모드변환기 도파관 변환부의

내부 구조 및 치수 ---------------------------------------------------------------47

2.33 Ku-Band 와 X-Band 직교모드변환기 도파관 변환부의 삽입손실 - 48

2.34 Ku-Band 와 X-Band 직교모드변환기 도파관 변환부의 반사손실 - 49

2.35 Ku-Band 와 X-Band 직교모드변환기 도파관 변환부의 서로 수직한

모드 간의 분리도 ---------------------------------------------------------------49

2.36 최종 설계된 X-Band 직교모드변환기와 X-Band 편파기 도파관 변환부

의 내부 구조 및 치수 -------------------------------------------------------- 50

2.37 X-Band 직교모드변환기와 X-Band 편파기 도파관 변환부의 삽입손실

-----------------------------------------------------------------------------------------51

2.38 X-Band 직교모드변환기와 X-Band 편파기 도파관 변환부의 반사손실

-----------------------------------------------------------------------------------------51

2.39 X-Band 직교모드변환기와 X-Band 편파기 도파관 변환부의 서로 수직

한 모드 간의 분리도 ----------------------------------------------------------- 52

2.40 시뮬레이션 상에서 설계된 전체 피드의 구조 --------------------------- 54

iv

2.41 Ku-Band 직선(송신)포트의 삽입손실---------------------------------------- 55

2.42 Ku-Band 직선(송신)포트의 반사손실---------------------------------------- 56

2.43 Ku-Band 측면(수신)포트의 삽입손실---------------------------------------- 56

2.44 Ku-Band 측면(수신)포트의 반사손실---------------------------------------- 57

2.45 X-Band 측면(수신)포트의 삽입손실 ---------------------------------------- 58

2.46 X-Band 측면(수신)포트의 반사손실 ---------------------------------------- 58

2.47 X-Band 측면(송신)포트의 삽입손실 ---------------------------------------- 59

2.48 X-Band 측면(송신)포트의 반사손실 ---------------------------------------- 60

2.49 Ku-Band 송수신 포트 간의 삽입손실(분리도) --------------------------- 61

2.50 Ku-Band 의 송수신 포트와 X-Band 의 송수신 포트 간의 삽입손실(분

리도) -------------------------------------------------------------------------------61

2.51 X-Band 송수신 포트 간의 삽입손실(분리도) --------------------------- 62

2.52 피드의 X-Band 두 측면포트 크기비 ---------------------------------------- 65

2.53 피드의 X-Band 두 측면포트 위상차 ---------------------------------------- 66

2.54 최종 설계된 피드의 X-Band 편파기의 축비(Axial Ratio) -------------- 67

v

Contents of Table

Table

2.1 본 연구의 목표 ------------------------------------------------------------------4

2.2 Ku-Band 직교모드변환기의 설계 규격 ------------------------------------- 11

2.3 X-Band 직교모드변환기의 설계 규격 ------------------------------------- 28

vi

Design of Multiband Antenna Feed Components

for Satellite Communications

Kim Young Mean

Department of Radio Engineering

Graduate School, Chungbuk National University

Cheongju, Chung-Buk, Korea

Supervised by Professor Bierng-Chearl Ahn

Summary

In this paper, an Antenna Feeder for different band using a satellite

communication is designed using commercial software based on the finite element

method. This Feeder is operating at X-Band and Ku-Band satellite communication

frequencies. The structure of Feeder is combined in Ku-Band Orthomode Transducer,

Transition of Ku-Band Orthomode Transducer & X-Band Orthomode Transducer,

X-Band Orthomode Transducer, Transition of X-Band Orthomode Transducer & X-

Band Polarizer and X-Band Polarizer. The each Orhtomede Transducer is septum-

taper-branching type, and the Polarizer is circular waveguide type using a dielectric

slab with gab. The designed Ku-Band Orthomode Transducer structure is

constructed and its characteristics are measured and compared with the prediction by

the software.

1

I. 서 론

군사용 혹은 상업용으로 위성을 이용한 통신 시스템에서 널리 사용되

고 있는 반사판(reflector) 안테나를 두 개 혹은 그 이상의 주파수 대역에

서 사용할 수 있기 위해서는 각각의 대역에 대해 알맞은 급전부와 반사판

등의 구조가 별도로 마련되어야 한다. 이는 결국 각각의 대역마다 별도의

반사안테나를 사용하는 결과로 되므로, 비용과 무게 그리고 안테나 설치

공간이 크게 증가하는 등의 여러 가지 문제를 야기시킨다. 따라서 이와

같은 단점을 최소화하기 위해 하나의 반사안테나를 여러 개의 주파수 대

역에서 사용할 수 있도록 하는 다중 주파수 대역(multiple frequency band)

대역 안테나의 개념이 등장하게 되었다.

이와 같은 다중 대역 안테나를 사용하면 하나의 안테나만으로 서로

다른 주파수 대역을 사용하는 여러 개의 위성과 자유롭게 통신할 수 있으

며, 위성의 고장이나 기타 다른 원인으로 인해 한 주파수 대역의 통신이

불가능해진 경우에도 다른 주파수 대역을 이용하여 이를 신속히 대체할

수 있다는 장점이 있다. 이에 따라 한정된 위성 통신 채널을 더욱 효율적

으로 사용할 수 있으며, 긴급 및 돌발상황에 보다 유연하게 대처할 수 있

는 통신 시스템을 구축할 수 있다.

본 논문의 목적은 위에서 제시한 바와 같은 용도에 부합하고, 이동용

으로 사용될 수 있고, 반사안테나의 성능을 최적화할 수 있는 저 손실 위

성 통신용 X-Band 및 Ku-Band 다중대역 반사안테나 피드 구조 설계 기술

을 개발하는 것이다.

일반적으로 다중대역 반사판 안테나 구조에서는 하나의 주반사판을

모든 동작 주파수 대역에서 공통적으로 이용하고, 사용 주파수 대역에 따

라 피드(feed)와 부반사판의 구조를 여러 가지로 변화시켜 다중대역 동작

을 구현하고 있다. 이러한 다중 대역화 기법은 여러 개의 피드를 사용하

2

는 것과 주파수 선택성 부반사판을 이용하는 구조[1]-[3], 그리고 다중 주

파수에서 동작하는 피드를 이용하는 방법 등 크게 세가지 정도로 분류할

수 있다. 본 논문에서는 다중 주파수에서 동작하는 피드를 구현했다. 이

방법은 가장 간단하면서 효과적인 방법으로 볼 수 있으나, 일반적으로 두

개 이상의 주파수에서 동작하는 피드를 설계하기가 쉽지 않으며, 특히 두

개의 동작주파수가 멀리 떨어져 있는 경우에는 실제적으로 단일한 피드를

사용하여 다중대역 동작을 구현하는 것은 매우 어려운 과제이다. 최근에

는 동축 공동을 이용한 다중대역 피드 설계기술이 개발되었다[4]. 본 연구

에서는 공통 원형(또는 구형) 도파관 상에 모든 대역의 포트를 설치하였

다.

본 논문에서는 Ku-Band (12.25-12.75 GHz, 14.0-14.5 GHz) 직교모드변환

기 (Orthomode Transducer)와 X-Band(7.25-7.75 GHz, 7.9-8.4 GHz) 직교모드

변환기, 그리고 X-Band 편파기를 결합시킨 총 4 개 대역에서 동작하는 도

파관 형태의 피드를 상용 소프트웨어(HFSS)를 이용하여 설계하였고, Ku-

Band 직교모드변환기를 제작, 측정한 결과를 비교하여 제시하였다.

3

II. 본 론

피드는 다중대역에서 높은 분리도를 가지고 송신과 수신을 할 수 있

도록 설계되어야 한다. 그림 2.1 은 다중대역에서 송수신을 할 수 있는 피

드의 구성 예를 보인 것이다. 구조물이 복잡하므로 이와 같은 피드의 설

계에는 많은 노력이 필요하다. 다중대역 피드는 도파관, 필터, 편파기 등

으로 구성되는 복잡한 구조물이므로 전체 구조를 한 번에 설계하는 것은

매우 어려운 일이다. 따라서 구성 블록별로 설계한 후에 각각을 연결하였

을 때 특성이 변하지 않는지를 확인하면 될 것이다.

BranchingFilter

Polarizer

OMT

BRF

OMT

BRF Rx, X-Band

Horn

90°

X-Band

Ku-Band

X-Band

Ku-Band

7.25-7.75 GHz

LHCP

7.9-8.4 GHz

14.0-14.5 GHz

12.25-12.75 GHz

RHCP

LP-HORZ

LP-VERT

Tx, X-Band

Tx, Ku-Band

Rx, Ku-Band

그림 2.1 다중대역 피드 구성의 예

본 논문 연구에 사용한 접근 방식은 다음과 같다. a) 문헌 연구를 통한

각 구성품에 관련된 기초이론을 파악한 후, b) 기초이론에 바탕을 둔 초기

설계를 얻고, c) 이를 컴퓨터 시뮬레이션 프로그램을 사용하여 최적화(수

동식 또는 자동식)한다. 그러나, 직교모드변환기, 편파기, 다중대역 피드

4

등과 같은 분야는 기본 이론 또는 소프트웨어 측면에서 잘 발달되어 있지

않다.

반사경 안테나의 최종적인 성능은 반사면 자체에 의해서 보다는 반사

경 안테나의 피드(feed)에 의해 결정된다는 점에서 피드의 설계가 중요하

다. 지상기지국과 통신위성 사이에는 여러 통신 주파수 대역(밴드, 채널)

을 사용하여 통신을 하고 있는데 각 대역마다 안테나를 별도로 사용하는

것보다 동일한 반사경을 이용하면 공간이나 비용면에서 유리할 것이다.

실제로 이종 또는 다종 대역 피드는 위성통신과 radiometry 분야에서 널리

사용되고 있다.

표 2.1 본 연구의 목표

송신 수신

연구내용 주파수 대역

세분 주파수

(GHz) 편파

주파수

(GHz) 편파

주요 구성품 규격

X-Band 7.9-8.4

(WR-90) 우원

7.25-7.75

(WR-90) 좌원

다중대역

피드

Ku-Band 14.0-14.5

(WR-75) 수평

12.25-

12.75

(WR-75)

수직

Orthomode transducer

Polarizer

Axial ratio < 1.0 dB

Isolation < 40 dB

Insertion loss < 0.2 dB

Return loss < 20 dB

본 연구에서는 표 1 에 제시된 다중대역 피드를 설계하고 특성을 해석

하고자 한다.

5

피드 설계 시 중요한 고려사항은 다음과 같다.

1) 복사패턴:

- 회전 대칭성

- 낮은 교차편파(cross polarization) 성분

- -10dB 빔 폭(bandwidth)

2) 채널간 분리도:

- 다중대역 채널간의 높은 분리도

- 동일 채널의 교차편파 rejection

3) 반사손실 및 투과손실:

- 높은 반사손실: 양호한 임피던스 정합

- 낮은 투과손실

4) Passive intermodulation product (POMP)

- 낮은 PIMP

다중대역 피드는 corrugated horn, orthomode junction, polarizer, waveguide

combiner, waveguide hybrid, waveguide filter 등 여러 가지 소자가 사용되므로

설계가 매우 복잡하며 전체 구조물을 한번에 시뮬레이션을 하고자 할 경

우 여러 가지 제약이 따른다. 따라서 각 구성품을 개별적으로 설계하고

각 구성품을 결합하였을 때 임피던스 부정합에 의한 상호작용을 최소화하

는 접근방식을 사용한다. 다중대역 피드의 전체 구조는 Ku-Band 직교모드

변환기, Ku-Band 직교모드변환기의 원형 도파관과 X-Band 직교모드변환기

의 정사각형 도파관과의 변환부, X-Band 직교모드변환기, X-Band 직교모드

변환기의 정사각형 도파관과 X-Band 편파기와의 변환부, X-Band 편파기의

결합으로 이루어져 있다.

6

그림 2.2 에 보인 것처럼 전체 피드는 각 대역의 직교모드변환기와 편

파기가 변환부를 통하여 결합된다. X-Band 편파기와 X-Band 직교모드변환

기는 서로 45° 회전된 상태로 결합되며, Ku-Band 직교모드변환기는 X-

Band 편파기와 같은 상태로 결합된다.

X-band 편파기

X-band OMT

Ku-band OMTtransition

transition

X-band 편파기

X-band OMT

Ku-band OMTtransition

transition

그림 2.2 전체 피드 구조 개념도

7

1. 직교모드변환기(OMT; orthomode transducer)의 설계

위성통신, 지상 마이크로파 통신, Radiometry, Polarimetric Remote Sensing

등 여러 분야에 응용되고 있는 직교모드변환기(OMT; orthomode transducer)

는 다중대역 피드 구현에 있어서 중요한 부품이다[5]-[9]. 위성통신의 경우

송신채널과 수신채널은 주파수와 편파를 달리하여 채널간의 분리도를 크

게 하여 송신채널과 수신채널 간의 간섭을 최소화할 필요가 있다. 한국의

경우 위성통신에 있어서 상향링크(지상→통신위성)의 경우 우원편파 또는

수평 선형편파를 사용하고 하향링크의 경우에는 이와는 직교하는 좌원편

파 또는 수직 선형편파가 사용된다. 직교모드변환기는 공용 도파관(피드

혼과 연결되는) 내의 편파가 서로 직교하며 주파수가 다른 2 개의 신호를

분리하는 기능을 수행하는 부품이다. 직교모드변환기에 관해 상세히 살펴

보기 전에 우선 편파 직교성에 관해 알아 보도록 한다.

주어진 안테나의 편파벡터(전계 벡터를 크기가 1 이 되게 정규화 한

벡터)를 e 라 하고 입사된 신호의 편파벡터 ie 라 하면 편파손실 계수

(PLF ; polarization loss factor) 또는 편파효율 (PE ; polarization efficiency)는 다

음과 같이 표현된다.

* 2PLF | | PEi= =e e$ $g (1)

식 (1)에서 전파가 동일한 방향으로 진행한다고 가정하고 두 편파벡터를

구한다. 예를 들어 수신안테나가 xy 평면상에 놓여 있다고 가정하고 이 안

테나가 좌원편파를 가진다고 하자. -z 방향으로 진행하는 전파를 기준으로

할 경우 수신안테나는 다음의 편파벡터를 가진다.

$ $( )1

2j= −e x y$ (2a)

8

입사파가 좌원편파를 가질 경우 편파벡터는 위와 동일하다. 즉,

$ $( )1

2i j= −e x y$ (2b)

이 경우 PLF 는

$ $( ) $ $( ) $ $( ) $ $( )2 2

* 21 1 1 1PLF= 1 1

2 2 2 2j j j j

− − = − + = =

x y x y x y x yg g (2c)

반면에 교차편파(즉, 우원편파) 신호의 경우에는

$ $( )1

2i j= +e x y$ (2d)

이며 PLF 는

$ $( ) $ $( ) $ $( ) $ $( )2 2

* 21 1 1 1PLF= 0 0

2 2 2 2j j j j

− + = − − = =

x y x y x y x yg g (2e)

가 된다.

교차편파격리도(XPD ; cross polarization discrimination)는 정상편파 신호

와 교차편파 신호에 대해 식 (1)을 적용한 것으로서 다음 식과 같다.

10XPD 20log PLF (dB)= − (3)

두 개의 선형편파의 경우 분리도는 전적으로 모드 벡터의 공간사의 직교

성의 의존한다. 즉 두 편파벡터 간의 각도가 정확하게 90°일 경우에는

9

XPD 가 무한대이지만 만일 90°에서 1° 벗어날 경우

10XPD 20log (sin1 ) 35.2 dB= − ° = (4)

가 되므로 직교모드변환기 제작 시 분리되는 포트간에 공간적으로 정확하

게 서로 90° 방향에 위치하도록 특별한 주의가 요구된다.

포트 1V

포트 2H

포트 2

포트 3

그림 2.3 직교모드변환기의 예(Taper-Branching Type)

그림 2.3 과 같은 직교모드변환기를 예로 들어 직교모드변환기의 동작

원리를 살펴보면 다음과 같다. 원형 도파관은 공용포트로서 수직편파 신

호(포트 1V)와 수평편파 신호(포트 1H)가 모두 존재한다. 포트 1V 신호가

포트 2 로 진행할 경우 구형 도판관이 수평방향으로는 매우 좁아져서 신호

가 차단(cutoff)되어 전달되지 않는다. 반면에 포트 3 으로는 차단되지 않고

10

잘 전달된다. 포트 1H 신호의 경우도 마찬가지로 포트 3 으로는 차단되고

포트 2 로만 전달된다. 삽입손실이 0 이며 각 포트가 완전 정합되었을 경우

산란행렬은

1

2

1

2

1 1

1 1

2 2

3 3

0 0 0

0 0 0

0 0 0

0 0 0

jH H

jV V

j

j

eb a

b ae

b ae

b ae

φ

φ

φ

φ

−

−

−

−

=

(5)

가 된다. 여기서 기호 b 는 각 포트로부터 나오는 신호를 나타내며 기호 a

는 각 포트로 들어가는 신호를 나타낸다.

직교모드변환기에서 가장 중요한 부분은 공통 도파관 영역으로 단면

이 정사각형이거나 원형인 도파관이 사용되며 서로 직교하는 2 개의 기본

모드 신호가 이 영역에 인가될 경우 공간상의 직교성을 이용한 분기 도파

관(branching waveguide)에 의해 두 신호가 분리된다. 공통 도파관 영역에

고차 모드가 여기되면 직교모드의 분리도(isolation)를 저하시키고 각 포트

의 임피던스 정합을 악화시킨다. 협대역에서 동작하는 직교모드변환기의

경우 고차 모드는 분기 도파관으로 통과되지 않고 공용 도파관 영역에만

존재하나 광대역 직교모드변환기에서는 고차 모드가 분기 도파관을 통과

할 수 있다. 고차 모드의 여기는 공용 도파관의 크기를 적절하게 하고 분

기 도파관을 대칭적으로 설치함으로써 제어할 수 있다. 위성 추적용 피드

(tracking feed)에서는 방위각과 고각 방향의 추적패턴(difference pattern)을

얻기 위해 고차모드가 이용된다. 이 경우에 통신용 패턴(sum pattern)을 분

리하는 직교모드변환기의 공통 도파관 영역과는 별도로 고차 모드 결합

(couplig) 영역을 두어 고차모드를 적절히 조합하여 여기시킨다.

11

본 논문에서는 고주파 구조물 특성 해석 프로그램인 HFSS를 이용하

여 septum-taper-branching type 의 직교모드변환기 2 종(7.25-7.75 GHz, 7.9-8.4

GHz; 12.25-12.75 GHz, 14.0-14.5 GHz)을 설계하였다.

(1) Ku-Band 직교모드변환기(OMT) 설계

표 2.2 Ku-Band 직교모드변환기의 설계 규격

특성

포트

동작주파수범위

(GHz)

삽입손실

(dB)

반사손실

(dB) Flange

송수신

분리도

공용포트 12.25-12.75 (수신)

14.0-14.5 (송신) 0.1 이하 23 이상

원형 도파관

φ 17.8 mm 35 이상

직선포트 14.0-14.5 0.1 이하 23 이상 구형 도파관

WR-75 표준 35 이상

측면포트 12.25-12.75 0.1 이하 23 이상 구형 도파관

WR-75 표준 35 이상

12

1) 설계 구조

측면포트

(포트3)

아이리스

도파관

변환부

직선포트

(포트2)

격막

결합슬롯

공용포트

(포트1)

그림 2.4 Ku-Band 직교모드변환기의 구조

그림 2.4 는 Ku-Band 직교모드변환기의 구조를 보인 것이다. 이 직교

모드변환기는 상위 2 개 대역(12.25-12.75 GHz, 14.0-14.5 GHz)에서 동작하여

서로 수직한 선형 편파를 발생하며, 하위 2 개 대역(7.25-7.75 GHz, 7.9-8.4

GHz)은 cut off 시킨다. Ku-Band 직교모드변환기는 공용포트 원형 도파관,

직선포트 구형 도파관, 측면포트 구형 도파관, 원형-구형 도파관 변환부,

아이리스, 격막, 결합 슬롯 등으로 구성된다.

13

2) 설계 방법

Ku-Band 직교모드변환기의 설계 절차는 다음과 같다.

a) 직교모드변환기의 공용 포트는 안테나 피드 시스템의 다른 모듈(편

파기, 혼 안테나 등)과 연결되므로 직경이 주어지는 경우가 보통이다. 그

렇지 않은 경우에는 직교모드변환기의 특성 최적화를 위해 TE11 모드의

차단 주파수보다 최소 사용 주파수가 약 1.1 배 이상 되도록 원형 도파관

의 직경을 조절한다.

b) 다음 단계로 직선포트의 임피던스 정합을 위한 원형 도파관과 직선

포트의 구형 도파관 변환부를 설계한다. 보통 직선 포트가 측면포트보다

광대역 특성을 가지므로 대역폭이 보다 넓은 주파수 대역을 직선포트에

할당한다. 직선포트의 구형 도파관 크기는 보통 주어지므로 변환부 설계

는 변환부의 길이와 변환부의 형상을 설계하는 것으로 귀착된다. 보통 측

면포트와의 분리도와 반사손실을 고려하여 제작 가능한 범위에서 최단 길

이로 설계한다.

변환부의 특성 판단 기준은 변환부에서 발생하는 동일편파 신호 및 교

차편파 신호의 반사계수이다. 변환부에서 발생한 교차편파는 직교모드변

환기의 분리도를 감소시키므로 교차편파 반사계수가 분리도보다 크게 하

여야 한다. 변환부의 모양에 따라 교차편파의 발생정도가 달라진다. 변환

부의 모양은 i) 단면이 점진적으로 원형에서 사각형으로 변하는 형, ii) 원

통의 4 면을 평면으로 절단하여 끝면이 사각형이 되게 하는 형, iii) 원형

도파관의 상하면을 평면으로 잘라내면서 계단식으로 높이를 줄여 구형 도

파관과 높이가 같게 하고 측면은 원통을 절단하여 평면으로 하던가 또는

그냥 원통면으로 남겨 두는 형 등이 있다.

c) 다음으로 원형-구형 도파관 변환부에 고정되는 격막(septum)을 설계

한다. 격막의 기능은 측면포트의 단락회로로 동작하며 이로 인해 측면포

14

트의 대역폭이 증가되고, 설계도 간단해지며, 분리도 또한 증가된다.

격막의 두께와 길이는 직선포트가 정합되는 범위에서 최대 크기로 한다.

격막이 너무 작으면 실제 제작이 어렵게 되기 때문이다. 모양은 직선포트

의 반사를 줄이기 위해 양쪽 끝을 테이퍼지게 한다. 위치는 공용포트와

직선포트 변환부에 걸치게 하며, 측면포트의 특성을 높이기 위해 한쪽 끝

이 측면포트의 중앙에 놓이게 한다.

d) 측면포트의 신호를 커플링하기 위한 결합 슬롯은 직사각형 형태로

가로 대 세로의 비가 2:1 정도로 하는데, 보통 0.5 파장 × 0.25 파장에서 출

발하여 시행착오 법으로 크기를 조정하여 측면포트의 반사계수를 최적화

한다.

e) 그 다음으로 측면포트 도파관과 결합 슬롯 사이에 정합회로를 설치

한다. 매칭회로 설계는 iris type 매칭이나 도파관 스텝 매칭으로 한다.

15

3) 설계 결과

아래의 그림 2.5 는 Ku-Band 직교모드변환기의 최종 설계 구조이다.

이것은 12.25-12.75 GHz(수신 대역)와 14.0-14.5 GHz(송신 대역)의 두 대역

에서 각각 수직편파와 수평편파를 발생시키도록 설계되었다. 공용포트인

원형 도파관 부분은 X-Band 직교모드변환기와 연결되는데 내부 직경이

17.8 mm 이다. 직선포트는 송신 대역으로 WR-75 표준 도파관으로 결합되

며, 측면포트는 수신 대역으로 역시 WR -75 표준 도파관으로 결합된다.

여기서 양호한 특성을 얻기 위해서 중요한 것은 변환부 내부에 위치한 격

막의 크기와 형태이며, 이에 따른 측면포트의 결합슬롯의 크기이다.

그림 2.5 최종 설계된 Ku-Band 직교모드변환기의 내부 구조 및 치수

16

그림 2.6 과 2.7 은 직선포트와 측면포트의 삽입손실을 보여주고 있다.

각각의 포트는 송수신 대역에서 삽입손실 설계 규격인 0.2 dB 이하를 충분

히 만족하고 있음을 알 수 있다.

그림 2.6 직선포트의 삽입손실

그림 2.7 측면포트의 삽입손실

17

그림 2.8 과 2.9 는 직선포트와 측면포트의 반사손실을 보여주고 있는

데, 이 또한 각각의 송수신 대역 내에서 반사손실 설계 규격인 20 dB 를

만족함을 볼 수 있다.

그림 2.8 직선포트의 반사손실

그림 2.9 측면포트의 반사손실

18

그림 2.10 은 직선포트와 측면포트 간의 삽입손실을 보여주고 있다. 이

는 송수신 대역의 분리도를 나타내는 것이다. 송수신 분리도가 설계 규격

인 40 dB 이상임을 알 수 있는데, 직교모드변환기 자체만으로 분리도를

만족함으로 각 송수신 포트에 BPF 나 BRF 와 같은 필터를 사용하지 않아

도 각각의 특성을 만족시킬 수 있다.

그림 2.10 직선포트와 측면포트 간의 삽입손실 (분리도)

19

4) 제작 측정

a) 사전 준비 사항

공용포트에 원뿔 혼 안테나를 연결한다. 직교모드변환기 원형 도파관

의 직경은 17.8 mm 이고 혼 안테나의 직경은 19.6 mm 이나 HFSS®에 의한

해석결과 원형 도파관 직경변화에 따른 반사계수는 그림 2.11 에서와 같이

12.25-14.5 GHz 에서 –30 dB 이하이므로 직접 연결하여 사용하였다. 또한

이 주파수 대역에서 위의 원형 도파관 계단에 의한 직교편파 발생은 약 -

55 dB 수준이므로 직교모드변환기의 분리도가 이보다 클 경우 분리도를

정확히 측정할 수 있다.

그림 2.11 원형 도파관 계단(직경 17.8 mm - 직경 19.6 mm)의 반사손실

쇄선: 동일편파 반사, 실선: 직교편파 반사

20

도파관 calibration kit (Maury Model M7006A; short, offset short, load)을 이

용하여 회로망 분석기(HP 8720C) 측정포트 1 에 10-15 GHz 대역에서 1-

port calibration 을 한 상태를 저장한다. 1-port calibration 은 반사손실 측정에

사용되는데 full 2-port calibration 을 이용해서도 반사손실을 측정할 수 있으

나 1-port 의 경우보다 정확도가 떨어진다.

도파관 calibration kit 를 이용하여 full 2-port calibration 을 수행한 후 이

를 저장한다. 2-port calibration isolation calibration 은 생략한다. 2-port

calibration 은 분리도 측정에 사용된다.

직교모드변환기 가공 상태 확인 (0.05 mm 버니어 캘리퍼스로 치수 측정) :

단위 = mm, 시료 = 1

괄호 안 (설계치수)

공용포트 원형 도파관: 직경 17.75 (17.8), 길이 20.10 (20.0)

공용포트-직선포트 변환부:

형상: 원형 도파관 원과 직선포트 도파관이 내접하는 원을 4 면에

서 평면 절삭한 구조(거의 유사함)

길이: 15.0 (15.0)

직선포트 구형 도파관: 폭 18.95(19.05), 높이 9.50(9.53), 길이 3(0)

모서리 회전 반경: 1.0 (0.0)

측면포트:

슬롯: 벽두께 1.05 (1.0), 가로 12.70 (12.7), 세로 6.35 (6.35)

아이리스: 두께 2.05 (2.0), 폭 19.00 (19.05), 높이 1.63 (1.59)

측면포트 구형 도파관 : 폭 19.00 (19.05), 높이 9.60(9.53),

길이 17.65(0.0)

횡격막: 두께 1.0 (1.0), 직선포트 방향 삼각형 높이 5.0 (5.0),

중간 사각형 높이 4.05 (4.0)

공용포트 방향 삼각형 높이 6.0 (6.0), 설치 위치: 공용포트 방향 삼

21

각형의 밑변이 공용포트-직선포트 변환부 시작위치와 일치(동일)

위 치수 측정결과를 검토하면 제작된 직교모드변환기 샘플의 가공 정

확성은 비교적 높은 편임을 알 수 있다.

b) 측정 방법

• 측면포트와 직선포트의 반사계수

1-port calibration 상태를 recall 한 후 다음과 같이 S11 을 측정한다. 혼

안테나를 벽, 바닥, 기타 방해물에 의해 전파가 반사되어 되돌아 오지 않

는 방향으로 하게 한 후 해당 포트의 반사손실을 측정한다. 이 때 사용하

지 않는 포트는 평평한 금속판으로 막거나 그대로 두어도 된다(직선포트-

측면포트 간의 분리도가 커서 두 경우 모드 측정된 반사손실에 영향을 주

지 않음).

• 측면포트-직선포트의 분리도

2-port calibration 상태를 recall 한다. 혼 안테나를 적절한 방향으로 향

하게 하여 혼 안테나로 되돌아 유입되는 신호를 최소로 한 상태에서 측면

포트-직선포트의 삽입손실을 측정한다.

• 공용포트-측면(직선)포트 삽입손실: 양질의 원형 도파관-구형 도파관 변

환기가 필요하나 준비되지 않아서 측정하지 않았으나 매우 작은 값으로

예상된다.

c) 측정 결과

위의 측정 방법에 따라 다음과 같은 직교모드변환기 시료 1 의 특성을

측정하였다. 그림 2.12 은 시료 1 의 반사 및 분리도 특성을 이론치와 비교

한 것이다. 이론치와 측정치 상에는 작지 않은 차이를 보인다. 그림 2.13

은 시료 2 의 특성을 측정한 결과이다. 시료 1 과 시료 2 는 비슷한 특성을

보이지만 시료 2 의 경우 횡격막을 반대 방향으로 설치한 결과 측면포트

22

의 반사특성과 측면-직선 포트의 분리도가 향상되었다.

위의 측정 방법에서 정확성은 혼 안테나의 반사손실에 의해 제한된다.

그림 2.13 은 이 혼 안테나에 다른 원형-구형 도파관 변환부를 연결하여

반사손실을 측정한 결과이다. 변환부의 길이가 충분히 길지 않기 때문에

반사특성의 대부분은 변환부에 의해 제한되리라 예상된다.

그림 2.12(a) Ku-Band OMT 시료 1 의 직선포트 반사손실

실선: 측정치, 쇄선: 계산치.

23

그림 2.12(b) Ku-Band OMT 시료 1 의 측면포트 반사손실

실선: 측정치, 쇄선: 계산치

그림 2.12(c) Ku-Band OMT 시료 1 의 직선포트-측면포트 삽입손실

실선: 측정치, 쇄선: 계산치

24

그림 2.13 혼안테나와 원형-구형도파관 변환부가

결합된 구조의 반사손실

25

5) 직교모드변환기의 특성 개선

시료의 특성 측정치는 이론적 계산치와 많은 차이를 보임을 알 수 있

었다. 또한 직교모드변환기 시료는 측면포트 반사특성 규격을 만족하지

않음을 알 수 있었다. 측면포트 반사특성 개선을 위해 S/W 시뮬레이션을

이용할 수도 있겠으나 보다 직접적인 실험적인 방법을 적용하였다. 이를

위해 두께 1 mm 인 알루미늄 판을 수작업으로 가공한 횡격막을 사용하여

시료의 측면포트를 튜닝하였다. 시료 1 의 측면포트를 튜닝한 구조를 시료

2 라 부르다. 그림 2.14 는 시료 2 의 특성 측정 결과이다. 이로부터 시료 2

는 Ku-대역 직교모드변환기의 특성규격을 모두 만족함을 알 수 있다. 그

림 2.15 은 개선된 횡격막의 치수 및 설치 위치를 보인 것이다.

그림 2.14( a) Ku-Band OMT 시료 2 의 직선포트 반사손실 측정값

26

그림 2.14( b) Ku-Band OMT 시료 2 의 측면포트 반사손실 측정값

그림 2.14(c) Ku-Band OMT 시료 2 의 직선포트-측면포트

삽입손실 측정값

27

CommonPort

In-LinePort

CircularWaveguide Transition

Improved Septum

L = 4.0 (Measured)

6.0 (For better match at In-Line Port)

t = 1.0

그림 2.15 개선된 횡경막의 치수

28

(2) X-Band 직교모드변환기(OMT)의 설계

표 2.3 X-Band 직교모드변환기의 설계 규격

특성

포트

동작주파수범위

(GHz)

삽입손실

(dB)

반사손실

(dB) Flange

송수신

분리도

공용포트

7.25-7.75(수신)

7.9-8.4(송신)

12.25-12.75 (수신)

14.0-14.5 (송신)

0.2 이하 20 이상 정사각형

도파관 35 이상

직선포트 12.25-12.75

14.0-14.5 0.2 이하 20 이상

정사각형

도파관 35 이상

측면포트 1 7.25-7.75 0.2 이하 20 이상 구형 도파관

WR-90 표준 35 이상

측면포트 2 7.9-8.4 0.2 이하 20 이상 구형 도파관

WR-90 표준 35 이상

29

1) 설계 구조

X, Ku-band

수평, 수직편파

X-band (7.25-7.75GHz)

수평편파

Ku-band (14.0-14.5 GHz)

수직편파

X-band (7.9-8.4GHz)

수직편파

포트 1

포트 3

포트 2

포트 4

Ku-band (12.5-12.75 GHz)

수평편파

그림 2.16 X-Band 직교모드변환기의 구조

그림 2.16 은 X-Band 직교모드변환기의 구조를 보인 것이다. 이 직교모

드변환기는 4 개 대역(7.25-7.75 GHz, 7.9-8.4 GHz; 12.25-12.75 GHz, 14.0-14.5

GHz)에서 동작하며, 공용포트에 적절한 광대역 편파기를 연결하면 선형편

파 신호를 원편파 신호로 변환할 수 있다. X-Band 직교모드변환기는 공용

포트 정사각형 도파관, 직선포트 정사각형 도파관, 측면포트 구형 도파관,

정사각형 도파관 변환부, 격막, 결합 슬롯 등으로 구성된다.

30

2) 설계 방법

X-Band 직교모드변환기의 설계 절차는 Ku-Band 직교모드변환기와 유사

하다.

a) 우선, 공용포트와 직선포트는 원형 또는 정사각형 도파관이 사용되

는데 본 논문에서는 정사각형 도파관을 사용하였다. 2 개의 측면포트가 있

을 때는 원형 도파관이 정사각형 도파관보다 특성을 만족시키기가 더 어

렵기 때문이다. 그 크기는 차단주파수가 최소 동작 주파수의 0.7-0.9 배가

되도록 설계하며 직교모드변환기의 특성 최적화를 위해 공용 포트와 직선

포트에 연결되는 다른 도파관의 크기를 고려하여 그 값을 결정한다. 여기

서 직선 포트는 Ku-Band 주파수 신호가 동작한다.

b) 정사각형 도파관 변환부는 직선포트의 임피던스 정합을 위해서 필요

하며, 분리도 및 반사계수를 고려하여 제작상 어려움 없는 범위에서 최단

길이로 설계한다. 그 이유는 측면포트가 변환부에 위치하고 있어서 변환

부의 길이가 클수록 두 측면포트의 대역폭이 감소하기 때문이다. 이 변환

부의 모양은 선형, 지수 함수형, Klopfenstein 형, 계단형 등 여러 가지를 적

용할 수 있으나[5] 본 논문에서는 간단한 선형 모양을 이용하였다.

c) 측면포트의 모드 차단용 격막은 직선포트 신호의 반사계수 증가를

억제하는 기능을 한다. 측면포트의 결합 슬롯은 직선포트의 Ku-band 신호

의 반사계수를 증가시킨다. 이 문제를 해결하기 위해 측면포트 결합 슬롯

에 횡격막을 설치하여 측면포트의 반사계수에 영향을 주지 않으며 직선포

트의 신호에 대한 간섭을 최소화 시킨다.

d) 보통 측면포트의 도파관 크기는 표준 도파관 수치로 주어지며 임피

던스 정합을 위해 불가피하게 다른 크기를 사용할 경우에는 테이퍼를 이

용하여 원하는 치수로 변환한다. 측면포트 도파관의 크기가 결정되면 다

음 단계로 결합 슬롯을 설계한다. 슬롯은 그 위치를 도파관 변환부로부터

31

변화시키면서 슬롯의 장축과 단축의 길이도 미세 조정하면서 측면포트의

반사손실을 최적화한다. 본 논문의 경우 슬롯의 장축은 보통 측면포트 도

파관 장축 길이의 0.8 배 전후일 경우 최적이며 단축은 장축의 0.3-0.6 배

범위에서 적절한 값으로 한다.

e) 마지막으로 각 포트의 도파관 길이는 고차모드가 충분히 감쇠하는

값으로 설정한다. 보통 도파관 단면의 가로, 세로 길이 중 가장 큰 값으로

설정하면 된다.

32

3) 설계 결과

X-Band 직교모드변환기는 그림 2.17 과 같이 공용 도파관으로 직경

24.1 mm 인 정사각형 도파관을 사용하고, 직선포트 도파관으로 직경 14.47

mm 인 정사각형 도파관을 사용한다. 각 도파관은 편파기와 Ku-Band 직교

모드변환기에 결합되므로 특성을 만족시키는 범위에서 적당한 도파관 크

기면 된다. 공용포트와 직선포트의 변환부에 위치한 측면포트는 표준 도

파관인 WR-90 구형 도파관으로 연결되어야 하므로 특성을 만족시킨 후

transition 을 이용하여 크기를 변환시킨다. 여기서 각 포트의 특성을 만족

시키기 위해 가장 중요한 것은 측면포트의 위치와 결합 슬롯의 크기, 격

막의 형태와 크기이다.

그림 2.17 최종 설계된 X-Band 직교모드변환기의 내부 구조 및 치수

33

X-Band 직교모드변환기는 총 4 개의 포트로 이루어져 있다. 공용포트

는 X-Band 편파기와 연결되고, 직선포트는 Ku-Band 직교모드변환기와 연

결된다. 그리고 두개의 측면포트는 각각 7.25-7.75 GHz (수신 대역)과 7.9-

8.4 GHz (송신 대역)에서 동작하며, WR-90 표준 도파관과 결합된다. 이 주

파수 대역 내에서 설계 목적인 좌원편파와 우원편파를 발생시키기 위하여

(+)나 (–)로 일정한 위상차가 발생하는 X-Band 편파기에 45°로 연결되게

된다. 이로써 서로 수직한 급전을 이루어지게 하여 동시에 좌원편파와 우

원편파를 만들어 주게 된다. 직선포트는 Ku-Band 주파수만을 전달하기 위

해 고려된 것으로 X-Band 는 cutoff 가 되게 정사각형 도파관의 크기를 조

정하였다.

결과적인 X-Band 직교모드변환기의 시뮬레이션 특성을 본다면 원하는

설계 규격과는 오차가 있다. 이것의 특성으로 인해 전체적인 피드의 특성

에도 영향을 미치게 된다.

그림 2.18 은 직선포트의 삽입손실을 나타내고 있다. 수신대역(12.25-

12.75 GHz)에서는 0.25 dB 이하로 설계 규격을 약간 만족시키지 못한다. 송

신대역(14.0-14.5 GHz)에서는 대략 1 dB 미만으로 설계규격과는 다소 오차

가 발생했다. 이는 도파관 구조물 상에서 고차모드와 측면포트의 영향으

로 spurious response 가 발생한 것으로 볼 수 있다. 그림 2.19 는 측면포트

의 삽입손실을 나타내고 있는데, 수신대역(7.25-7.75 GHz)에서는 0.25 dB

이하이며, 송신대역(7.9-8.4 GHz)에서는 0.2 dB 이하의 특성이 나왔다. 측면

포트의 특성 역시 설계 규격과는 약간의 오차가 발생하였다.

34

그림 2.18 직선포트의 삽입손실

그림 2.19 측면포트의 삽입손실

35

그림 2.20 직선포트의 반사손실

그림 2.21 측면포트의 반사손실

36

그림 2.20 은 직선포트의 반사손실을 나타내고 있다. 수신대역(12.25-

12.75 GHz)에서는 20 dB 이하로 설계 규격을 만족시키지만, 송신대역(14.0-

14.5 GHz)에서는 대략 17 dB 이하로 설계규격과 오차가 발생했다. 그림

2.21 은 측면포트의 반사손실을 나타내고 있는데, 수신대역(7.25-7.75 GHz)

에서는 18 dB 이하이며, 송신대역(7.9-8.4 GHz)에서는 20 dB 이하의 특성이

나왔다.

그림 2.22 는 직선포트와 측면포트 간의 분리도를 나타내며, 그림 2.23

은 측면포트 간의 분리도를 나타낸다. 최종 피드 구조에서는 직선포트에

Ku-Band 직교모드변환기가 연결되어 X-Band 주파수가 cutoff 되므로 분리

도는 더욱 높아질 것이다. 그러므로 필터를 사용하지 않아도 그 특성을

만족시킬 수 있다. 그러나 측면포트 간의 분리도를 만족시키기 위해선

BPF 나 BRF 와 같은 필터를 포트와 연결시켜야 한다.

37

그림 2.22 직선포트와 측면포트 간의 삽입손실(분리도)

그림 2.23 측면포트 간의 삽입손실(분리도)

38

2. 편파기(Polarizer)의 설계

반사경 안테나의 원편파 피드 구현에 흔히 사용되는 도파관 편파기

(Polarizer)는 선형편파 신호를 원편파 신호로 변환하는 부품이다.

편파기 형태로는 septum polarizer, iris polarizer, corrugated waveguide

polarizer, dielectric slab waveguide polarizer 등 여러 가지 형태가 있다[10]-

[11].

yE

xE

iEyE

xE

0

0

0

0x

y

E

E

= ∠ °= ∠ °

E

E0

0 90x

y

E è

E è

= ∠ − °= ∠ − − °

E

E

입력

출력

그림 2.24 편파기의 예 (Dielectric Slab Waveguide Type)

39

원편파를 발생시키기 위한 조건은 전계가 서로 수직한 x, y 방향 성분

을 가지며 wave 는 z 방향으로 진행한다고 했을 때, 수직한 전계의 두 방

향 성분의 진폭은 동일하고 위상차는 ±90°가 되게 하는 것이다. 그림 2.24

는 일정한 두께의 유전체가 삽입된 원형 도파관의 구조를 보인 것이다. -z

방향으로부터의 입사전계가

$ $1( )

2i = +E x y (6)

로 주어질 경우 도파관을 통과한 후의 전계는

$ $ $ $0

1( )

2y yx x L j LL j L

x ye e e e E Eα βα β − −− −= + = +E x y x y (7)

로 주어진다[12]. 여기서 L 은 유전체가 채워진 도파관 길이이다. 유전체에

의한 손실을 무시할 경우

x yα α= (8)

이며 x 성분 전계와 y 성분 전계의 위상차는

( ) ( ) 0x y y xL L L Lφ β β β β β∆ = − − − = − ≡ ∆ > (9)

90φ∆ = ° 를 만족하는 L 값을 사용하면 0E 는 원편파 신호가 된다. A GHz

와 B GHz 에서 모두 90φ∆ = ° 를 만족하려면

AGH BGHz| |zβ β∆ = ∆ (10)

가 성립되어야 한다.

40

(1) 설계 구조

그림 2.25 는 일정한 두께의 유전체가 삽입된 원형 도파관 편파기의

구조를 보인 것이다. 실제적으로 서로 수직한 두 전계의 방향 성분의 진

폭을 동일하게 하기 위해서는 유전체를 원형 도파관의 급전 전계 방향과

45° 경사지게 삽입하며, 두 전계 방향 성분의 위상차를 90°가 되게 하기

위해 유전체의 길이와 두께를 조절한다. 또한 반사계수를 낮게 하기 위해

유전체를 테이퍼지게 하거나 gab 을 주게 된다.

DD

TL1 L1L2L0 L0

y 방향

x 방향

(a) 단면도 (b) 측면도

그림 2.25 유전체가 삽입된 원형 도파관 구조

D

L1 L1L2L0 L0

G

그림 2.26 Gab 이 있는 dielectric slab waveguide Polarizer

그림 2.26 은 원형 도파관 내부에 gab 이 있는 유전체가 삽입된 편파

기의 최종적인 설계구조를 도식화한 것이다.

41

(2) 설계 방법

X-Band 편파기는 결국 X-Band 직교모드변환기와 결합하여 그 특성을

확인하는 것이므로 설계 규격은 X-Band 직교모드변환기의 규격을 따른다.

설계 절차는 다음과 같다.

1) 우선 HFSS의 port calibration 기능을 이용하여 유전체 판의 두께와

원형 도파관의 직경을 고려하여 X-band 에서 동일한 위상차를 가지게 한

다. 이때, 유전체가 두께가 너무 작을 경우에는 편파기의 길이가 너무 과

도하게 커지고 너무 클 경우에는 반사계수가 증가하므로 적절한 값을 사

용한다.

2) 설계의 다음 단계는 반사계수 감소를 위한 유전체 판의 테이퍼 길이

를 결정하는 것이다. 본 논문에서는 유전체 양끝에 간단한 선형 테이퍼를

도입하였다.

3) 다음으로 90° 위상차를 얻기 위한 유전체 길이 L = L2 + 2L1 을 결정하

는 것이다. L1 과 L2 에 따른 근사화 된 설계 공식은 다음과 같다.

1 20.92

L Lπ

β+ =

∆ (11)

4) 이 편파기는 X-band 신호만이 아니라 Ku-band 신호도 통과해야 되므

로 Ku-band 의 반사계수를 더욱 개선하기 위하여 원형 도파관 내부에 삽

입되는 유전체의 중간에 gab 을 두는 방법을 고안하였다. 이렇게 하여 근

사화 된 설계 공식은 다음과 같다.

1 2 1 2

84(0.9 ) (0.9 ) 0.94

90 2D G D G

L L L LD D

πβ

− −+ = + =

∆ (12)

42

(3) 설계 결과

X-Band 편파기의 내부 구조는 그림 2.27 과 같다. 직경 29 mm 의 원형

도파관 내부에 총 길이 156.85 mm 의 유전체가 안쪽으로 테이퍼지며 gab

이 있는 형태로 삽입된다. 유전체는 유전율이 2.1 인 테프론 재질이 사용

되었다. 이 편파기의 한쪽 포트에는 X-Band 직교모드변환기가 연결되며,

다른 한쪽 포트(공용포트)에는 혼 안테나가 결합된다. 각각의 연결부분의

도파관은 표준 도파관이 아니므로 알맞은 사이즈의 Flange 를 설계하면 된

다.

그림 2.27 최종 설계된 X-Band 편파기의 내부 구조 및 치수

43

그림 2.28 편파기의 삽입손실 (실선 : Ex 모드, 쇄선 : Ey 모드)

그림 2.29 편파기의 반사손실 (실선 : Ex 모드, 쇄선 : Ey 모드)

그림 2.28 은 gab 이 있는 유전체를 삽입한 원형 도파관 편파기의 삽입

손실을 나타내고 있다. 그림에서 알 수 있듯이 시뮬레이션 특성은 아주

양호한 결과를 얻었다. 그림 2.29 는 반사손실을 나타내고 있는데 이것 역

시 양호한 특성을 얻었다.

44

아래의 수치는 이 편파기의 시뮬레이션 데이터를 가지고 Fortran으로

크기와 위상차, 그리고 축비를 계산한 결과이다. 여기서 F 는 주파수, |Ex|

는 Ex 모드 성분의 크기, |Ey|는 Ey 모드 성분의 크기, Dphi 는 각 모드 성

분의 위상차, AR(dB)는 축비를 나타낸다.

F |Ex| |Ey| Dphi AR(dB)

7.000000 0.9998384 0.9990827 -78.91998 1.091282 0.8983026 1.690283

7.100000 0.9998636 0.9995171 -77.80181 1.100247 0.8878161 1.863346

7.200000 0.9998813 0.9998206 -76.93246 1.107129 0.8795850 1.998405

7.300000 0.9998982 0.9999588 -76.26019 1.112356 0.8731425 2.103173

7.400000 0.9999167 0.9999964 -75.74755 1.116282 0.8681819 2.183267

7.500000 0.9999362 0.9999999 -75.36887 1.119158 0.8644982 2.242547

7.600000 0.9999548 0.9999998 -75.10570 1.121151 0.8619336 2.283805

7.700000 0.9999707 0.9999996 -74.94321 1.122381 0.8603497 2.309305

7.800000 0.9999829 0.9999970 -74.86929 1.122941 0.8596297 2.320911

7.900000 0.9999911 0.9999938 -74.87238 1.122921 0.8596621 2.320426

8.000000 0.9999960 0.9999938 -74.94521 1.122377 0.8603778 2.308990

8.100000 0.9999985 0.9999972 -75.08138 1.121357 0.8617135 2.287619

8.200000 0.9999994 0.9999996 -75.27283 1.119918 0.8635871 2.257599

8.300000 0.9999996 0.9999954 -75.51639 1.118077 0.8659637 2.219443

8.400000 0.9999993 0.9999813 -75.80603 1.115877 0.8687808 2.174122

8.500000 0.9999990 0.9999595 -76.13892 1.113336 0.8720092 2.122104

8.600000 0.9999986 0.9999353 -76.51068 1.110487 0.8756057 2.064101

8.700000 0.9999980 0.9999146 -76.92587 1.107296 0.8796141 1.999430

8.800000 0.9999968 0.9999045 -77.36047 1.103946 0.8838022 1.931853

8.900000 0.9999949 0.9999046 -77.83474 1.100277 0.8883628 1.858237

9.000000 0.9999920 0.9999146 -78.33974 1.096356 0.8932062 1.779995

45

7.00 7.25 7.50 7.75 8.00 8.25 8.50 8.75 9.000.950

0.975

1.000

1.025

1.050

M

agni

tude

Rat

io

Frequency (GHz)

그림 2.30 편파기의 크기비

그림 2.30 은 편파기 자체에서 Ex 모드와 Ey 모드의 크기 비율을 나타낸

것이다. 송수신 대역에서 거의 1.0 의 결과를 얻었다. 원편파 발생을 위한

아주 양호한 특성임을 알 수 있다.

46

7.00 7.25 7.50 7.75 8.00 8.25 8.50 8.75 9.00-90

-85

-80

-75

-70

Ph

ase

Diff

eren

ce (D

egre

e)

Frequency (GHz)

그림 2.31 편파기의 위상차

그림 2.31 은 편파기의 Ex 모드와 Ey 모드의 위상차를 나타낸 것인데

75-77°의 위상차를 보인다. 원편파를 발생시키기 위해서는 각 모드 방향의

위상차가 90°차이가 되어야 하는데, 편파기 자체만의 위상차를 90°에 맞

추게 되면 직교모드변환기가 연결되었을 때 그 위상차가 더 커지게 된다.

그러므로 전체적인 피드의 구조를 고려해서 이와 같은 특성이 나오게 된

다.

47

3. Ku-Band 직교모드변환기의 원형 도파관과 X-Band 직교모드변환기의 정

사각형 도파관과의 변환부(Transition)

이 변환부는 Ku-band 와 X-band 직교모드변환기의 형태 및 크기가 서로

다르므로 각각의 특성을 유지시키기 위한 연결 구조체이다.

그림 2.32 은 최종적으로 설계된 변환부의 구조이다. 변환부의 길이는

15 mm 이고, 양쪽의 포트는 각각의 직교모드변환기와 연결되므로 직경

17.8 mm 인 원형과 길이가 14.47 mm 인 정사각형의 형태이다.

그림 2.32 최종 설계된 Ku-Band 와 X-Band 직교모드변환기

도파관 변환부의 내부 구조 및 치수

48

그림 2.33 Ku-band 와 X-band 직교모드변환기

도파관의 변환부의 삽입손실

그림 2.33 은 변환부의 삽입손실을 나타내고 있다. 그림을 보면 알 수

있듯이 Ku-Band 에서는 양호한 투과 특성이며, X-Band 에서는 cutoff 가 된

다. 이렇게 되면 두 대역의 양호한 분리도 특성을 얻는데 용이하다.

그림 2.34 는 이 변환부의 반사 특성을 보이고 있다. 10 GHz 부근에서

특성이 좋지 않다는 것을 알 수 있는데 원하는 주파수 대역은 아니므로

피드의 특성에는 영향을 미치지 않는다.

그림 2.35 는 서로 수직한 두 모드 방향 성분 간의 투과 특성(분리도)

인데 각 방향 성분 특성에 거의 영향을 미치지 않음을 알 수 있다.

49

그림 2.34 Ku-band 와 X-band 직교모드변환기

도파관의 변환부의 반사손실

그림 2.35 Ku-band 와 X-band 직교모드변환기 도파관의

변환부의 서로 수직한 모드 간의 분리도

50

4. X-band 직교모드변환기의 정사각형 도파관과 X-band 편파기의 원형 도

파관과의 변환부(Transition)

이 변환부는 X-band 직교모드변환기와 X-band 편파기의 형태 및 크기가

서로 다르므로 각각의 특성을 유지시키기 위한 연결 구조체이다.

그림 2.36 은 최종적으로 설계된 변환부의 구조이다. 변환부의 길이는

40 mm 이고, 각 포트에서 직교모드변환기와 연결되는 곳은 길이가 24.1

mm 인 정사각형과 편파기와 연결되는 곳은 직경 29 mm 인 원형의 형태이

다.

그림 2.36 최종 설계된 X-band 직교모드변환기와 X-band 편파기

도파관의 변환부의 내부 구조 및 치수

이 변환부에서는 X-Band 및 Ku-Band 모두에서 주파수 특성이 양호해야

한다. 그 이유는 편파기의 공용포트에 혼 안테나가 연결되어 모든 주파수

대역의 신호가 통과되어야 하기 때문이다.

51

그림 2.37 X -Band 직교모드변환기와 X-Band 편파기 도파관

변환부의 삽입손실

그림 2.38 X -Band 직교모드변환기와 X-Band 편파기 도파관

변환부의 반사손실

52

그림 2.37 은 이 변환부의 삽입손실을 보여주고 있다. 모든 대역에서 아

주 양호한 특성을 나타낸다.

그림 2.38 은 이 변환부의 반사손실을 보인다. 이 특성 역시 모든 대역

에서 양호한 특성을 나타낸다.

그림 2.39 X -Band 직교모드변환기와 X-Band 편파기 도파관

변환부의 서로 수직한 모드 간의 분리도

그림 2.39 는 이 변환부의 서로 수직한 모드 성분 간의 투과 특성을

나타내고 있다. 이 특성 역시 아주 양호하다.

53

5. 피드(Feed) 설계

(1) 피드 구조

(a) 3 차원도

(b) Ku-Band 의 송신포트에서의 정면도

54

(c) 편파기에 삽입된 유전체와 평행한 방향의 3 차원도

(d) 편파기에 삽입된 유전체와 수직한 방향의 3 차원도

그림 2.40 시뮬레이션 상에서 설계된 전체 피드의 구조

그림 2.40 은 각 대역의 직교모드변환기와 편파기, 그리고 변환부

들을 결합시킨 피드 전체의 구조를 각 방향에서 본 그림이다.

55

(2) 설계 결과

그림 2.41 은 Ku-Band 직선(송신)포트의 삽입손실을 나타내고 있다. 이

포트의 주파수 대역인 14.0-14.5 GHz 에서 0.3 dB 이하의 특성을 보인다. 설

계 규격과는 약간의 오차가 발생하였다. 그림 2.42 는 Ku-Band 직선(송신)

포트의 반사손실을 나타내고 있다. 이 포트의 반사특성은 설계 규격과 다

소 많은 오차가 발생하였다. 이와 같은 특성을 보이는 것은 Ku-Band 직교

모드변환기 자체의 특성은 양호하지만, X-Band 직교모드변환기의 직선포

트의 특성이 좋지 않아서 그 영향에 따른 것이다.

그림 2.41 Ku-Band 직선(송신)포트의 삽입손실

56

그림 2.42 Ku-Band 직선(송신)포트의 반사손실

그림 2.43 Ku-Band 측면(수신)포트의 삽입손실

57

그림 2.44 Ku-Band 측면(수신)포트의 반사손실

그림 2.43 은 Ku-Band 측면(수신)포트의 삽입손실을 나타내고 있다. 이

포트의 주파수 대역인 12.25-12.75 GHz 에서 0.25 dB 이하의 특성을 보인다.

이 포트 역시 설계 규격과는 약간의 오차가 발생하였다. 그림 2.44 는 Ku-

Band 측면(수신)포트의 반사손실을 나타내고 있다. 이 포트의 반사특성은

18 dB 이하로 설계 규격과는 차이가 있다. 이 포트의 특성 또한 X-Band

직교모드변환기의 직선포트의 특성에 따른 것이기 때문에 오차가 발생한

것이다.

58

그림 2.45 X-Band 측면(수신)포트의 삽입손실

그림 2.46 X-Band 측면(수신)포트의 반사손실

59

그림 2.45 는 X-Band 측면(수신)포트의 삽입손실을 나타내고 있다. 이

포트의 주파수 대역인 7.25-7.75 GHz 에서 3.1 dB 이하의 특성을 보인다. 이

포트가 피드의 공용포트에 45°로 연결되는 구조이므로, 서로 수직한 방향

성분으로 모드분리가 일어나 1/2 로 power 가 나뉘기 때문에 삽입손실은

이론적으로 각각 3 dB 가 나타나야 한다. 그러므로 이 포트의 특성은 설계

규격에 맞는 양호한 특성임을 알 수 있다. 그림 2.46 은 X-Band 측면(수

신)포트의 반사손실을 나타내고 있다. 이 특성은 송신 대역에서 16 dB 이

하로 설계 규격에 약간 미치지 못하는 특성이지만 대체로 양호한 특성이

다.

그림 2.47 X-Band 측면(송신)포트의 삽입손실

60

그림 2.48 X-Band 측면(송신)포트의 반사손실

그림 2.47 은 X-Band 측면(송신)포트의 삽입손실을 나타내고 있다. 이

포트 역시 주파수 대역인 7.9-8.4 GHz 에서 3.1 dB 이하의 특성으로 양호한

결과임을 알 수 있다. 그림 2.48 는 X-Band 측면(송신)포트의 반사손실을

나타내고 있다. 이 특성은 송신 대역에서 20 dB 이하로 설계 규격을 만족

하는 특성임을 알 수 있다.

61

그림 2.49 Ku-Band 송수신 포트 간의 삽입손실(분리도)

그림 2.50 Ku-Band 의 송수신 포트와 X-Band 의 송수신

포트 간의 삽입손실(분리도)

62

그림 2.51 X-Band 송수신 포트 간의 삽입손실(분리도)

그림 5.49, 50, 51 은 피드의 각 포트별 분리도를 나타내고 있다. 그림

2.49 는 약간의 spurious response 가 발생한 것을 제외하고 설계 규격을 만

족하며, 이를 보완하기 위해서는 필터를 결합시키는 것이 좋다. 그림 2.50

에서 볼 수 있듯이 X-Band 의 신호는 cutoff 되어 Ku-Band 직교모드변환기

로 투과되지 않으므로 X-Band 의 분리도는 아주 양호하다. 하지만 Ku-

Band 의 신호는 X-Band 직교모드변환기에 영향을 주게 되어 분리도 특성

이 설계 규격을 만족하지 않는다. 그림 2.51 에서도 마찬가지로 X-Band 의

송수신 포트는 같은 특성을 가지는 포트이므로 분리도 특성이 좋지 않다.

X-Band 의 두 측면포트에 필터를 결합시키게 되면, Ku-Band 의 송수신 포

트와 X-Band 의 송수신 포트 간의 분리도 및 X-Band 송수신 포트 간의

분리도의 특성은 크게 개선될 수 있을 것이다.

63

아래의 수치는 설계된 피드의 시뮬레이션 데이터를 가지고 Fortran으

로 크기와 위상차, 그리고 축비를 계산한 결과이다. 여기서 F 는 주파

수, |Ex|는 Ex 모드 성분의 크기, |Ey|는 Ey 모드 성분의 크기, Dphi 는 각

모드 성분의 위상차, AR(dB)는 축비를 나타낸다.

F |Ex| |Ey| Dphi AR(dB)

7.000000 0.6142149 0.6892450 -94.56376 0.6968055 0.6056242 1.218167

7.050000 0.7208553 0.5911200 -85.34131 0.7255345 0.5853673 1.864592

7.100000 0.6742234 0.6984241 -94.63020 0.7160096 0.6555179 0.7666863

7.150000 0.6732239 0.7006575 -94.29148 0.7156038 0.6573146 0.7379876

7.200000 0.6741413 0.7024067 -93.93813 0.7154136 0.6603220 0.6960295

7.250000 0.6777152 0.7037874 -93.68228 0.7161297 0.6646599 0.6478442

7.300000 0.6830180 0.7044948 -93.36063 0.7164592 0.6704572 0.5764077

7.350000 0.6882592 0.7046453 -92.89636 0.7156435 0.6768162 0.4845197

7.400000 0.6919240 0.7044137 -92.34644 0.7136217 0.6824234 0.3882830

7.450000 0.6936156 0.7038775 -91.82622 0.7109181 0.6863975 0.3048780

7.500000 0.6940374 0.7031096 -91.41769 0.7082801 0.6887600 0.2427432

7.550000 0.6942773 0.7022292 -91.13125 0.7061767 0.6902617 0.1979918

7.600000 0.6950657 0.7013254 -90.92262 0.7046069 0.6917389 0.1600937

7.650000 0.6964770 0.7004086 -90.73220 0.7033051 0.6935520 0.1212941

7.700000 0.6981006 0.6994759 -90.51906 0.7020202 0.6955420 8.0525599E-02

7.750000 0.6994305 0.6986048 -90.27851 0.7007642 0.6972669 4.3457925E-02

7.800000 0.7001934 0.6979415 -90.03963 0.7002180 0.6979169 2.8591819E-02

7.850000 0.7004457 0.6975752 -89.84515 0.7007276 0.6972921 4.2689484E-02

7.900000 0.7004564 0.6974319 -89.72522 0.7011997 0.6966846 5.6110360E-02

7.950000 0.7005061 0.6973189 -89.68045 0.7014273 0.6963922 6.2574625E-02

8.000000 0.7007533 0.6970913 -89.68575 0.7015709 0.6962684 6.5897495E-02

8.050000 0.7012010 0.6967947 -89.70882 0.7018254 0.6961659 7.0327699E-02

8.100000 0.7017725 0.6966251 -89.73717 0.7022297 0.6961642 7.5350001E-02

8.150000 0.7023721 0.6967468 -89.78159 0.7026706 0.6964458 7.7288583E-02

8.200000 0.7029473 0.6971060 -89.86624 0.7030588 0.6969935 7.5258523E-02

8.250000 0.7034866 0.6974251 -90.00436 0.7034864 0.6974253 7.5159878E-02

8.300000 0.7039981 0.6973948 -90.18469 0.7041848 0.6972063 8.6507015E-02

8.350000 0.7044808 0.6969251 -90.37621 0.7051222 0.6962761 0.1096588

8.400000 0.7049065 0.6962401 -90.55671 0.7060752 0.6950549 0.1366370

8.450000 0.7052323 0.6957213 -90.72433 0.7069606 0.6939650 0.1611521

8.500000 0.7054088 0.6955947 -90.91052 0.7078996 0.6930597 0.1840210

8.550000 0.7053925 0.6956955 -91.15616 0.7090793 0.6919373 0.2125620

8.600000 0.7051383 0.6954852 -91.48227 0.7105171 0.6899892 0.2546448

8.650000 0.7045879 0.6943284 -91.87281 0.7118936 0.6868358 0.3112425

8.700000 0.7036422 0.6918940 -92.27804 0.7126928 0.6825677 0.3751333

8.750000 0.7021698 0.6883506 -92.64851 0.7125644 0.6775847 0.4372106

8.800000 0.7000271 0.6842311 -92.96997 0.7114940 0.6722994 0.4921694

8.850000 0.6970919 0.6800728 -93.25666 0.7096400 0.6669687 0.5386522

64

8.900000 0.6932641 0.6758319 -93.60389 0.7074311 0.6609880 0.5898108

8.950000 0.6881223 0.6709656 -93.92752 0.7039592 0.6543307 0.6350038

9.000000 0.6828052 0.6653117 -94.56007 0.7017297 0.6453201 0.7278932

65

7.00 7.25 7.50 7.75 8.00 8.25 8.50 8.75 9.000.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1.0

1.1

1.2

1.3

1.4

1.5

M

agni

tude

Rat

io

Frequency (GHz)

그림 2.52 피드의 X-Band 두 측면포트 크기비

그림 2.52 는 X-band 에서 원편파를 발생시키는지 알 수 있게 해당 대역

의 두 포트의 크기 비율을 나타낸 것이다. 송수신 대역 모두 그 비율이

1.0 에서 ±0.02 정도이므로 양호한 특성임을 확인할 수 있다.

그림 2.53 은 피드의 X-Band 두 측면포트 위상차를 나타내고 있다. 송

신 포트에서는 거의 90°의 위상차를 보이며, 수신 포트에서는 3.5°의 오차

가 있음을 보인다. 이론적으로는 송수신 대역 모두 90°의 차이여야 하지

만 보통 ±5°의 범위를 양호한 값으로 생각할 수 있다. 그러므로 두 송수

신 대역에서 양호한 원편파가 발생함을 알 수 있다.

66

7.00 7.25 7.50 7.75 8.00 8.25 8.50 8.75 9.00-100

-98

-96

-94

-92

-90

-88

-86

-84

-82

-80

Ph

ase

Diff

eren

ce (D

egre

e)

Frequency (GHz)

그림 2.53 피드의 X-Band 두 측면포트 위상차

이와 같은 결과를 이용하여 최종적으로 설계된 피더의 X-band 편파기

의 축비를 다음 공식을 이용하여 계산하였다. 계산 프로그램은 Fortran을

이용하였다.

22 2

10 22 2AR(dB) 10log

x y

x y

E E

E E

+ + ∆=

+ − ∆ (13)

( ){ }1/24 24 22 2 cos 2x y x y x yE E E E E E ∆ = + + − R R (14)

67

7.00 7.25 7.50 7.75 8.00 8.25 8.50 8.75 9.00-0.5

0.0

0.5

1.0

1.5

2.0

A

xial

Rat

io (d

B)

Frequency (GHz)

그림 2.54 최종 설계된 피드의 X-Band 편파기의 축비(Axial Ratio)

그림 2.54 로부터 설계된 피더의 X-band 편파기에서 송신 대역은 0.2 dB

이하, 수신 대역은 0.6 dB 이하의 양호한 축비를 가짐을 알 수 있다.

68

III. 결 론

본 논문에서는 높은 분리도를 가지며 송신과 수신을 할 수 있는 X-

Band 및 Ku-Band 에서 동작하는 위성통신용 안테나 피드를 설계하였다.

이 피드의 설계 목표는 각각의 설계 규격을 만족하며 X-Band 에서는 좌원

편파와 우원편파를 발생시키고, Ku-Band 에서는 수평편파와 수직편파를 발

생시키는 것이다.

전체 피드의 특성을 확인한 결과, 각각의 편파를 발생시키지만 앞에서

시뮬레이션 결과에서도 설명하였듯이 각 대역의 직교모드변환기와 편파기

자체의 특성 중에서 X-Band 직교모드변환기의 특성이 설계 규격과는 약

간의 오차가 발생하였고, 나머지는 아주 양호한 특성을 보였다. 이러한 각

각의 구조물을 결합하여 전체 피드를 설계하였는데, X-Band 직교모드변환

기 자체의 특성으로 인하여 전체 피드의 특성 또한 약간의 오차가 발생하

였다. 이는 X-Band 직교모드변환기의 정사각형 도파관 직경이나 측면포트

의 위치 및 삽입된 격막을 조정하여 충분히 개선될 수 있다고 보여진다.

또한 각각의 대역에서 동작하는 송수신 포트 간의 분리도 특성도 BPF 나

BRF 와 같은 필터를 결합시킴으로써 크게 개선될 수 있을 것이다.

그리고 본 논문에서는 Ku-Band 직교모드변환기를 제작하여 그 결과를

비교 분석하였다. 결론적으로는 가공상의 미세한 오차로 인하여 시뮬레이

션 결과보다는 특성이 좋지 않았다. 하지만 부분적인 제작 튜닝을 통하여

설계 규격에 부합되는 직교모드변환기를 제작하였다.

69

참고문헌

[1] V. D. Agrawal and W. A. Imbriale, “ Design of a dichroic Cassegrain

subreflector,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-27, no. 4, pp. 466-

473, July 1979.

[2] S. Agahi and R. Mittra, “Design of cascaded frequency selective surface

dichroic subreflector,” 1990 IEEE AP-S International Symposium Digest,

pp. 88-91, July 1990.

[3] T. K. Wu and S. W. Lee, “Evaluation of multi-band reflector antennas with

frequency selective subreflectors,” 1993 IEEE AP-S International

Symposium Digest, pp. 262-265, July 1993.

[4] M. D. Cavalier and D. Shea, “Antenna system for multi-band satellite

communication,” Milcom, 97.

[5] H. P. Joglekar and M. Singh, “A rectangular waveguide orthomode

transducer,” International Journal of Electronics, vol. 47, no. 5, 1979, pp.

515-517.

[6] N. D. Dang, S. Kapartis, D. J. Brain, “A wideband compact end-entry

septum polarizer OMT,” ICAP87, vol. 1, No. 274, pp. 419-423.

[7] O. Shahan, “Orthomode transducer fits tight quarters,” Microwave Systems

News, vol. 19, no. 8, 1989, pp. 60-62.

[8] A. M. Boifot, “Simple and broadband orthomode transducer,” IEE

Proceedings H, vol. 137, no. 6, pp. 396-400.

[9] S. J. Skinner and G. L. James, “Wideband orthomode transducers,” IEEE

Trans. On Microwave Theory and Techniques, vol. 39, no. 2, Feb. 1991.

[10] J. Uher, J. Bornemann and U. Resenberg, Waveguide Components for

Antenna Feed Systems : Theory and CAD, Boston: Artech House, 1993.

[11] Takashi Kitsuregawa, Satellite Communication Antennas, Boston: Artech

House, 1990.

70

감사의 글

2 년간의 짧고도 길었던 시간을 마감하면서 작지만 소중한 결실을 맺

게 되었습니다. 본 논문이 나오기까지 많은 배려와 아낌없는 가르침을 주

시며 지도해주신 지도교수 안병철 교수님께 진심으로 감사를 드립니다.

또한 많은 조언과 격려를 아끼지 않으신 최익권 교수님, 신병철 교수

님, 황인관 교수님, 이인성 교수님께 감사의 말씀을 올립니다.

대학원 생활에 적응을 하도록 많은 도움을 준 선배님들인 재훈과 석곤

에게 감사하는 마음을 전하고, 1 년 남짓 같이 동고동락하며 서로의 마음

을 의지했던 우리 후배님들 도균, 상길, 종대, 종성, 지혜, 순미, 윤미에게

진심어린 고마움을 전합니다. 그리고 새로운 가족이 된 지한, 진영, 병석,

종경, 용민, 병철, 동숙, 선영, 숙랑에게도 고마운 마음을 전합니다.

그 동안 많은 도움을 준 소현, 광원, 재균씨, 수라씨, 찬영형, 동국선배,

태욱선배와 초고주파 통신 연구실, 통신 신호처리 연구실, 위성통신 연구

실, 이동 멀티미디어 연구실 및 그 외 대학원 선후배님들에게 고맙다는

말씀을 전하고 싶습니다.

나의 어린시절부터 함께했던 죽마고우 민기와 효빈, 학부시절 언제나

같이 했던 테니스 동아리 동기들과 선후배님들, 그리고 항상 따뜻한 격려

를 해주시는 친지 여러분들과도 기쁨을 함께하고 싶습니다.

오늘의 제가 있기까지 항상 믿어주시고 한없는 사랑으로 보살펴 주신

아버지, 어머니, 누나 소영, 동생 선영. 세상에서 가장 사랑하는 당신들께

소중한 사랑을 담아 이 작은 결실을 바칩니다.

2002 년 2 월 김 영 민 올림